Ontwikkeling van een thermisch model voor een compacte
advertisement
Ontwikkeling van een thermisch model voor een compacte hoogvermogen omvormer. Niels Polfliet Promotor: prof. dr. ir. Alex Van den Bossche Begeleiders: Steven Thielemans, Jeroen De Kooning Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van Master in de ingenieurswetenschappen: werktuigkunde-elektrotechniek Vakgroep Elektrische energie, Systemen en Automatisering Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Melkebeek Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur Academiejaar 2010-2011 Voorwoord Bij deze wil ik iedereen bedanken die geholpen heeft bij de realisatie van dit afstudeerwerk. In de eerste plaats dank ik mijn externe promotor dr. ir. Jeroen Van Den Keybus van de firma Triphase in Leuven. De begeleiding van dit eindwerk lag voor het grootste deel in zijn handen. Bedankt voor de vele frisse ideeën en inzichten, de hulp als één en ander niet werkte en het nalezen van de tekst. Bedankt aan mijn promotor prof. dr. ir. Alex Van den Bossche. De tips die ik kreeg door zijn ruime ervaring in warmteoverdracht kwamen goed van pas in dit werk. Bedankt ook aan prof. dr. ir. Herbert De Gersem van de K.U.Leuven-Kortrijk, dr. ir. Piet Vanassche en ir. Niels Wellens van de firma Triphase in leuven voor de inzichten en tips over FEM simulaties en modellering. Mijn dank gaat ook uit naar de firma Triphase in Leuven voor het ter beschikking stellen van de onderdelen voor de praktische testopstelling en de (dure) IGBT-module die ik onbruikbaar mocht maken. Bedankt aan de firma EBV Elektronik voor het gratis ter beschikking stellen van een FF450 IGBT-module. Dank ook aan het labo elektrische aandrijftechniek van de afdeling ELECTA-ESAT van de K.U.Leuven voor het freeswerk aan het koelblok en het ter beschikking stellen van de FLIR A40M Thermische camera voor de eerste tests. Tot slot bedankt ook aan mijn zussen en ouders voor de onvoorwaardelijke steun en het schijnbaar eindeloos aantal keer nalezen van de tekst. Niels Polfliet, 6 Juni 2011 ii Toelating tot bruikleen De auteur(s) geeft(geven) de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en delen van de masterproef te kopiëren voor persoonlijk gebruik. Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van resultaten uit deze masterproef. de auteur, Niels Polfliet, 6 Juni 2011 iii Overzicht Ontwikkeling van een thermisch model voor een compacte hoogvermogen omvormer Niels Polfliet De elektrische motoren die doorgaans gebruikt worden in elektrische voertuigen hebben door hun bouw een grote thermische inertie. Dit laat toe om deze motoren kortstondig sterk tot zeer sterk te overbelasten, bijvoorbeeld tijdens vertrek en versnelling. Van deze eigenschap wordt in elektrische voertuigen gebruik gemaakt om tractiemotoren zo klein en economisch mogelijk te dimensioneren. Bij de gebruikte vermogenelektronische convertoren is dit echter niet het geval. Meestal zijn deze watergekoeld en wordt er vooraf een berekening gemaakt van de maximale regimebelasting. Deze is begrensd door de maximale junctietemperaturen van de Insulated Gate Bipolar T ransistors (IGBT’s) en antiparallelle diodes. De maximum toelaatbare invertorstroom wordt aan de hand hiervan vooraf vastgelegd. In elektrische voertuigen is er echter zelden sprake van een regimebelasting. Ook over kortstondige overbelasting of over de invloed van verschillende parameters als koelwatertemperatuur, schakelfrequentie, fasehoek en stroomrimpel is slechts beperkt informatie beschikbaar. Hierdoor wordt er vaak noodgedwongen een conservatieve waarde voor de maximale stroom gekozen, wat tot een oneconomisch ontwerp leidt. In dit werk wordt getracht op basis van een eenvoudige F inite Element methode een model op de stellen dat accuraat de junctietemperatuur van de IGBT’s en antiparallelle diodes kan berekenen. Dit model is geoptimaliseerd om met zo weinig mogelijk rekenkracht toch een nauwkeurig beeld van de temperatuurverdeling in de modules te bekomen. Hierdoor is het mogelijk het model in real-time op de processor van de invertor door te rekenen. De resultaten van de eerste praktische tests om het model te verifiëren zijn veelbelovend. Trefwoorden: Elektrische voertuigen, Waterkoeling, Real-time thermische simulatie, verliesberekening iv Development of a thermal model for compact high power inverters Niels Polfliet Supervisor(s): Prof. dr. ir. Alex Van Den Bossche, dr. ir. Jeroen Van Den Keybus, ir. Steven Thielemans, ir. Jeroen De Kooning Abstract— This article presents a thermal model for real-time thermal calculations in Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) based liquid (water) cooled high power inverters used for electric vehicles. The goal is to develop a model that can accurately calculate all junction temperatures of the power semiconductors during operation, which will later allow to determine the maximum current the power inverter can safely handle at any given moment. The model is fast enough to be calculated in real-time on the inverter calculation platform and can adapt quickly to a change in parameters. Keywords— Electric vehicles, Finite element, Real-time thermal calculations, Water cooling I. I NTRODUCTION ERMANENT magnet electric motors used in electric vehicles have to achieve the highest possible output torque at very low motor speeds during departure and acceleration. This means very high currents at low voltages, much higher than during normal operation. The electric motors have a lot of thermal inertia and because of this can handle currents much higher than nominal current levels for short periods of time. The liquid cooled power electronic converters do not. Because inverter ratings are mostly on the safe side and do not have clear ratings for short time higher currents, inverters in electric vehicles are in most cases oversized and/or not used to their full capabilities. To achieve an economical design, accurate data about the maximum current (limited by the maximum junction temperature) for short time periods at any working point is needed. To calculate the junction temperature of the semiconductors both the losses during operation and the propagation of these losses from the silicon substrates to the cooling fluid have to be modeled. P II. C ALCULATION OF LOSSES The losses during operation of IGBT’s and the antiparallel diodes are calculated using data available in the datasheets of the devices, as proposed in [1], [2], [3], [4], [5]. The total losses are determined by: • Conduction losses • Switching losses To calculate power loss as an input variable for thermal model this standard approach is used. III. T HERMAL MODEL A. Equivalent RC network approach The classic approach described in [2], [3], [4], [6], [7] is to model the thermal problem as a number of equivalent RC sections. These models are designed using a finite element simulation. The resulting equivalent network is easy to work with and to evaluate, but has some limitations: • The calculation accuracy of mutual heating of the components is limited. • Changing parameters real-time e.g. coolant flow or coolant temperature change within the cooling block, are not easy to implement. B. Thermal point model The proposed thermal model in this article is using a simplified finite element approach, based on a matrix of points. All material is divided into points with a certain temperature (figure 1), each representing a chunk of material. Several layers in 3 dimensions are stacked to create a 3D-representation of the IGBT-module and the cooling block. Fig. 1. Interconnected centerpoints with thermal capacitance connected through resistors All the different materials used (aluminium cooling block, copper base plate, liquid coolant), are modeled as points. Each point has the thermal properties of the material the point is representing. The capacitor models the thermal capacitance, the resistors model the thermal conduction properties within the material or the contact resistance to other materials. Heat flow equals electrical current, voltage is temperature. The model is then solved using Kirchhoff’s current law, using a forward Euler principle to solve the 3D matrix using equation 1, 2 explained in figure 2. IC = Iin + Ix1 + Iy1 − Iuit U1,new = U1,old + ∆t .IC C (1) (2) The flow of the coolant fluid is modeled by shifting the points which represent flowing coolant at a certain rate in the direction of the coolant flow. By using a fixed samplerate to calculate the FF450R12ME4 Sinussweep 0.1−20Hz 100A at 50% dutyratio: measurement 30 21 20.5 20 25 19.5 19 18.5 20 18 Coolant Exit Temperature [°C] Junction Temperature [°C] Diode bottom IGBT top IGBT bottom Diode top coolant 1 coolant 2 17.5 17 15 Fig. 2. Kirchoff’s law of current balance 0 5 10 15 20 25 30 35 40 16.5 45 Time [s] (a)Measurement 21 Diode bottom IGBT top IGBT bottom Diode top coolant 1 coolant 2 25 20.5 20 19.5 19 18.5 20 18 Coolant Exit Temperature [°C] IV. T EST SETUP AND RESULTS FF450R12ME4 Sinussweep 0.1−20Hz 100A at 50% dutyratio: simulation 30 Junction Temperature [°C] entire model, the coolant flow speed is fixed and the thermal capacitances are calculated using this samplerate. When the model is calculated in real-time the voltages of the top points match the semiconductor temperatures. The calculations of this model are simple enough to allow the model to be calculate in real-time on the inverter platform itself. The entire solver for this model was developed and tested in Matlab. 17.5 To verify and match the model with measurements a test setup has been developed to test IGBT-modules with a special cooling setup which allows the cooling fluid to directly flow against the copper base plate of the IGBT-module. This cooling block together with the IGBT-module was modeled using the point model mentioned above. A matrix of 77 x 35 x 8 points was used. The thermal model, created in Matlab Simulink, is executed in real-time on the inverter hardware itself. Study of the CPU-load of the inverter hardware (x86 PC platform) showed that the model can be run in real-time. CPU-load Control algorithm only Thermal model and control algorithm % 3.5% 48.4% TABLE I CPU- LOAD OF THE INVERTER TARGET PC ( X 86) 17 15 0 5 10 15 20 25 30 35 40 16.5 45 Time [s] (b)Simulation Fig. 3. Junction temperature at a sinosoidal current of 60A 0.1-1-2-5-10-20Hz timated by the datasheet. This may be explained by the influence of the gate driver circuit on switching losses. Further investigation has to be done to confirm this hypothesis and thereby improving the accuracy of the calculation. • The first tests with the thermal model itself show promising results for the simulation, yielding temperature predictions that approximate the measured value. In any case more testing with the model to assure correct output has to be done to match the model to the measurements. R EFERENCES The measurement setup allows to monitor all temperatures inside the IGBT-module during operation with a thermal camera. A sinusoidal current of 60A with a varying frequency from 0.120Hz is applied to one half bridge in the module and to the simulation model. The measurements registered by the thermal camera and the temperatures predicted by the simulation model are shown in figure 3 V. C ONCLUSIONS A real-time thermal model based on simplified Finite Element Method for a compact high power inverter has been developed. The tests with the model show the model is efficient enough to be run in real-time on the inverter hardware. • Measurements show that the calculation of losses using parameters from the datasheet only seems to be correct for conductance losses, but switching losses seem to be greatly overes• [1] J. Van Den Keybus, Developement of a universial electric energy measurement and control platform for low-voltage grid-coupled applications is a deregulated electricity market, Ph.D. dissertation, Katholieke Univ. Leuven, Dec. 2003. [2] R. Schnell, U. Schlapbach, Realistic benchmarking of IGBT-modules with the help of a fast and easy to use simulation-tool, PCIM proceedings 2004. [3] M. Ayadi, M. A. Fakhfakh, M. Ghariani, R. Neji, Electro-Thermal Simulation of a Three Phase Inverter with Cooling System, Journal of Modelling and Simulation of Systems (Vol.1-2010/Iss.3). [4] Z. Zhou, M. S. Khanniche, P. Igic, S. T. Kong, M. Towers and P. A. Mawby, A fast power loss calculation method for long real time thermal simulation of IGBT-modules for a three-phase inverter system, Int. J. Numer. Model. 2006. [5] M. Honsberg,T. Radke, Thermal Behaviour of Three-Level Trench Gate IGBT-Modules in PFC and PV Operation, Power Electronics Europe, Issue 1 2010, www.mitsubishielectric.de. [6] T. Kojima, Y. Yamada, M. Ciappa, M. Chiavarini, W. Fichtner, A novel Electro-thermal Simulation Approach to Power IGBT-Modules for Automotive Traction Applications, R&D Review of Toyota CRDL Vol.39 No.4 [7] C. Yun, P. Malberti, M. Ciappa, and W. Fichtner, Thermal Component Model for Electrothermal Analysis of IGBT-Module Systems, IEEE Transactions on advanced packaging, Vol.24, No.3, aug 2001. Inhoudsopgave 1 Literatuurstudie 1.1 Verliesberekening . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.1.1 Geleidingsverliezen . . . . . . . . . . . . . 1.1.2 Schakelverliezen . . . . . . . . . . . . . . . 1.1.3 Verliesberekeningsformules . . . . . . . . . 1.1.4 Compensatie voor temperatuurverandering 1.2 Warmtegeleiding . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . gedurende . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . PWM cyclus . . . . . . . . 1 1 2 2 4 5 7 2 Berekening van de verliezen met SPICE simulatie 8 2.1 Fysisch tegenover empirisch model . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.2 Empirisch model van een IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 2.3 Simulatie van een halve brug . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 3 Thermisch puntmodel 3.1 Situatieschets . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2 Puntmodel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.1 Berekeningsmethode . . . . . . . . . . . . . . 3.2.2 Implementatie in Matlab . . . . . . . . . . . . 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling . . . . . . . . . . 3.3.1 Dimensioneren van de koelkanalen . . . . . . . 3.3.2 Berekening van de warmteoverdrachtcoëffciënt 3.3.3 Simulatie van het koelblok . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 14 17 18 23 26 26 30 31 4 Praktische tests 4.1 Testopstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2 IGBT-modules . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3 Thermische camera . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.1 FLIR A40-M . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.2 Xenics Gobi 384 . . . . . . . . . . . . . . . . 4.3.3 Werking van een thermische camera . . . . . 4.3.4 Invloed van het verschil in emissiecoëfficiënt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 36 40 43 43 43 44 45 vii . . . . . . . INHOUDSOPGAVE 4.4 4.5 4.3.5 Invloed van silicone gel bovenop de componenten Dubbele halve brug IGBT-module test . . . . . . . . . . 4.4.1 Testopstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.4.2 DC tests . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.4.3 Invloed van de aangelegde frequentie . . . . . . . Motordrive met constante V/f sturing . . . . . . . . . . . viii . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 50 50 56 62 64 5 Besluit 68 5.1 Suggesties voor verder onderzoek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 Bibliografie 71 Lijst van figuren 73 Lijst van tabellen 76 Lijst van afkortingen CPU DSP FEM FPGA IGBT IIR MIMO PWM SPICE SSA VCCS Central Processing Unit Digital Signal Processor Finite Element Method Field-Programmable Gate Array Insulated Gate Bipolar Transistor Infinite Impulse Response Multiple Input Multiple Output Pulse Width Modulation Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis State Space Averaging Voltage Controlled Current Source ix Hoofdstuk 1 Literatuurstudie Uit de literatuur werden de gangbare methodes voor twee aspecten bestudeerd: Berekening van de verliezen en dus de warmteproductie die optreedt in een IGBTmodule bij verschillende werkingspunten [1], [7], [8], [9], [10]. Thermische berekening van halfgeleider junctietemperaturen in IGBT-modules aan de hand van het verliesvermogen en de koeling [1], [7], [8], [9], [11], [12]. De meeste publicaties behandelen beide aspecten. Wat echter steeds terugkomt is dat de berekeningen vooraf en niet in real-time gebeuren. In wat volgt worden de standaardmethodes voor verliesberekening en thermische simulatie uit de literatuur uiteengezet. 1.1 Verliesberekening De ogenblikkelijke verliezen die optreden bij de gebruikte IGBT-modules worden beschreven door [1]: PIGBT (t) = uCE (t)iCE (t) (1.1) Pdiode (t) = uEC (t)iEC (t) (1.2) Waarin uCE (t) en iCE (t) respectievelijk de spanning over en de stroom door de IGBT collector-emitter en uEC (t) en iEC (t) resp. de spanning over de stroom door de diode emitter-collector voorstellen. 1 1.1 Verliesberekening 2 Probleem bij deze vergelijkingen is dat de modules aangestuurd worden met een P ulse W idth M odulated (PWM) signaal. Om de verliezen correct te bepalen moeten bovenstaande vergelijkingen doorgerekend worden met een frequentie die enkele malen hoger is dan de PWM frequentie. Dit maakt het onmogelijk deze formules te gebruiken voor een model dat in real-time uitgerekend moet worden. Beter is het om de verliezen los te koppelen van de schakelfrequentie, door middel van State Space Averaging (SSA). Het resultaat is het verlies uitgemiddeld over een periode onafhankelijk van de schakelfrequentie. Informatie over de temperatuurrimpel gedurende de PWM periode gaat echter verloren. Deze wordt verder apart in rekening gebracht met een analytische uitdrukking. Twee soorten verliezen treden op bij IGBT’s en diodes [1], [7], [8], [9], [10]: Geleidingsverliezen: verliezen die ontstaan doordat de spanning over de halfgeleider niet nul is tijdens geleiding. Schakelverliezen: verliezen die ontstaan tijdens de overgang van en naar geleiding. 1.1.1 Geleidingsverliezen Het verlies tijdens geleiding wordt bepaald door de spanningsval over de module tijdens geleiding. De spanningval tijdens geleiding staat beschreven in de datasheets van de gebruikte modules. Van de grafieken wordt een lineaire benadering gemaakt. Figuur 1.1 toont de lineaire benadering van de spanning tijdens geleiding van zowel de IGBT als de antiparallelle diode. 1.1.2 uCE = uCE,0 + αCE iCE (1.3) uEC = uEC,0 + αEC iEC (1.4) Schakelverliezen De verliezen die optreden bij het in- en uitschakelen ontstaan uit de lading die opgeslagen is in elke component. Deze lading is ongeveer lineair met de stroomsterkte tijdens geleiding. Dit blijkt ook uit de grafieken in de datasheet (figuur 1.2). Het inschakelverlies is tevens 1.1 Verliesberekening 3 Figuur 1.1: Spanningsval gedurende geleiding bij IGBT(links) en diode(rechts) sterk beı̈nvloed door de in- en uitschakeltijd, die beı̈nvloed wordt door de gateweerstand en het drivercircuit. EON = EON,0 + αON i0 (1.5) EOF F = EOF F,0 + αOF F i0 (1.6) ERR = ERR,0 + αRR i0 (1.7) Figuur 1.2: In- en uitschakelverlies bij IGBT (Eon en Eoff) en diode (Err) 1.1 Verliesberekening 1.1.3 4 Verliesberekeningsformules De golfvormen van de stroom zien er uit zoals in figuur 1.3. De stroom gedurende geleiding is niet constant door de inductantie van het circuit (driehoekige variatie D). Hierdoor kan niet zomaar met de gemiddelde uitgangsstroom i0 gerekend worden en is de in- en uitschakelstroom niet gelijk. Figuur 1.3: Spanning en stroom gedurende geleiding (bovenaan) en verliesvermogen (onderaan) [1] Daarom worden volgende formules opgesteld aan de hand van figuur 1.3: 1 P̄C = Tsw Z −T D D (uCE,0 + αCE (i0 + t))(i0 + t)dt T T T 2T 1 = (uCE,0 i0 + αCE (i20 + D2 ) TSW 3 1 2 2 = δ (PC,0 + αCE (i0 + D ) 3 P̄sw = EON,0 + αON (i0 − D) EOF F,0 + αOF F (i0 + D) + Tsw Tsw (1.8) (1.9) (1.10) (1.11) 1.1 Verliesberekening 5 = fSW [(EON,0 + EOF F,0 ) + (αON + αOF F )i0 + (−αON + αOF F )D] P̄loss = P̄C + P̄SW 1.1.4 (1.12) (1.13) Compensatie voor temperatuurverandering gedurende PWM cyclus Met de ogenblikkelijke dissipatie berekend volgens bovenstaande formules, kan de gemiddelde temperatuurverdeling berekend worden. De tijdsconstanten op het niveau van de substraten zelf zijn echter zeer klein, waardoor de temperatuurveranderingen van de juncties gedurende de PWM periode niet te verwaarlozen zijn. Tijdens geleiding zal de halfgeleider opwarmen, tijdens het sperren weer afkoelen (figuur 1.4). Figuur 1.4: Verloop van de junctietemperatuur gedurende de PWM cyclus [1] 1.1 Verliesberekening 6 Het verschil tussen minimum en maximum temperatuur kan in extreme gevallen oplopen tot enkele tientallen graden. Door het gebruik van de bovenstaande formules gaat deze informatie echter verloren. Om toch rekening te houden met deze temperatuurverandering werd de onderstaande analytische formule beschreven. De transiënte thermische impedantie van junctie naar behuizing Z0,jc uit de datasheet (figuur 1.5) kan voorgesteld worden als een reeks van n in serie geschakelde RC-secties. De nodige gegevens hiervoor zijn aangegeven in de datasheet. De maximale temperatuurstijging gedurende de PWM cyclus volgt dan uit: ∆TJ,M AX = uCE (i0 ) X Ri 2DRi Ci i0 (1 − δ) − δTSW (1 − e −δTsw Ri Ci ) + D(1 + e −δTsw Ri Ci ) (1.14) Figuur 1.5: Transiënte thermische impedantie van junctie naar behuizing bij een FF600R7ME4 IGBT 1.2 Warmtegeleiding 1.2 7 Warmtegeleiding De klassieke benadering voor het warmtegeleidingprobleem is het opstellen van een equivalent elektrisch circuit dat het thermisch probleem modelleert [7], [8], [9], [11], [12]. Dit model wordt doorgaans opgesteld aan de hand van een F inite Element M ethod (FEM) simulatie die de verschillende fysische lagen beschrijft. Zoals in figuur 1.6 te zien wordt er rekening gehouden met de interferentie tussen de verschillende halfgeleiders door het circuit op te bouwen uit afzonderlijke bovenste lagen en gemeenschappelijke onderlagen. Figuur 1.6: Equivalent elektrisch circuit dat het thermisch probleem beschrijft. [11] Eens dit model gevalideerd is met een FEM simulatie kunnen de junctietemperaturen vrij snel berekend worden. Belangrijk nadeel is echter dat als een van de parameters niet meer overeenstemt met de gesimuleerde voorwaarden (vb. verandering van het koelwaterdebiet) het equivalent circuit niet meer geldig is en de FEM stap opnieuw overgedaan moet worden. Dit maakt het model minder interessant voor real-time berekeningen met wisselende parameters. Hoofdstuk 2 Berekening van de verliezen met SPICE simulatie Uit de literatuurstudie (1) bleek eerder reeds hoe de verliezen analytisch berekend kunnen worden. Als alternatieve methode wordt hier een SPICE simulatie voorgesteld. In plaats van de verliezen uit te middelen over een periode zullen nu wel alle verliezen ogenblikkelijk in rekening gebracht worden. 2.1 Fysisch tegenover empirisch model SPICE simulaties kunnen het gedrag van schakelingen realistisch simuleren. De correctheid van de simulatie hangt af van hoe uitgebreid en nauwkeurig de modellen van de componenten opgesteld zijn. Typisch voorbeeld zijn schakelingen met operationele versterkers (opamps) [13]. Om bij een opamp correct rekening te houden met het frequentiegedrag, saturatie dichtbij de supply rails, niet-lineairiteit en dergelijke, kan een component als deze fysisch gemodelleerd worden. Elke individuele transistor in de opamp wordt beschreven, waardoor het gedrag van de complete component in de simulatie dicht aanleunt bij de werkelijkheid. Het belangrijkste nadeel van deze nauwkeurige fysische modellering is dat het model snel groot en complex wordt en lange rekentijden vraagt. Wordt een opamp echter in een schakeling gewoon als unity gain buffer gebruikt, in het bereik dat ver van saturatie gelegen is, ver van de frequentielimiet van de opamp en wanneer de simulatie vooral gaat om andere delen van de schakeling, is deze nauwkeurig gemodelleerde opamp eigenlijk 8 2.2 Empirisch model van een IGBT 9 overbodig. In dit geval is het beter over te stappen naar een empirisch model. Figuur 2.1(a) toont hoe een empirisch model er kan uit zien. Het fysische model bestaat uit 30 nodes, het empirische model is slechts 1 node groot. (a) Model (b) Resultaat Figuur 2.1: Fysisch model van een opamp unity gain buffer tegenover empirisch model Op figuur 2.1(b) is duidelijk te zien dat als de ingangsspanning niet buiten het saturatiegebied van de opamp gaat en binnen bepaalde frequentiespecificaties blijft, de uitgangsspanning van het fysisch en empirisch model hetzelfde zijn. Het empirisch model vraagt echter veel minder rekentijd. In het volgende deel zal volgens hetzelfde principe voor een IGBT een empirisch componentmodel opgesteld worden. 2.2 Empirisch model van een IGBT De bedoeling van het model dat verder opgesteld zal worden is tot een IGBT model te komen dat zeer eenvoudig simuleert in een SPICE programma. Het IGBT model kan hierna gebruikt worden in een groot SPICE model dat een volledige motordrive simuleert. Dit laat toe de verliezen die optreden bij een motordrive te bepalen en te controleren. Figuur 2.2 toont het model. Hierna worden de verschillende onderdelen van het schema opgesomd: De poorten aan dit model zijn de Gate, Emitter en Collector van de IGBT en Pigbt, Pdiode respectievelijk het ogenblikkelijk verliesvermogen van de IGBT en diode. Gate − > GateTFF: lineaire benadering van de VGE − > ICE transfer karakteristiek. 2.2 Empirisch model van een IGBT Figuur 2.2: Empirisch model van een IGBT 10 2.3 Simulatie van een halve brug 11 Switch SW: het schakelelement dat het inschakelen van de IGBT voorstelt. Voorwaartse diode: Diode waarover een spanning valt gelijk aan de spanningsval gedurende geleiding van de IGBT en een inwendige weerstand gelijk aan de inwendige weestand van de IGBT. Dit is de geleidingskarakteristiek van de IGBT. De geleidingsweerstand is gelijk verdeeld over de schakelaar SW en de diode om convergentieproblemen van de simulatie te verminderen. Voltage Controlled Current Source (VCCS): voorstelling van de inwendige transistor. De stroom van deze bron wordt bepaald uit de gatespanning na de transferkarakteristiek. De spanning over deze bron is steeds negatief. Indien de stroom groter is dan de stroom die werkelijk tussen de collector en de emitter loopt en er dus een positieve spanning over de stroombron komt te staan, wordt deze door de parallelle ideale diode weggeleid. Door de helling van de gatedrive spanning van de IGBT te variëren wordt een schakelverlies in het model gebracht: indien de stroom geleverd door de VCCS kleiner is dan de stroom die in steady state door de collector vloeit, zal er over de stroombron een negatieve spanning staan, wat overeenkomt met extra spanningsval gedurende geleiding en dus een schakelverlies. Die werkt zowel bij inals uitschakelen. Antiparallelle diode: deze diode stelt de antiparallelle diode voor. De spanningsval en weerstand gedurende geleiding stemt overeen met de waarden uit de datasheet. Het verliesvermogen door de diode en IGBT wordt bepaald uit de ogenblikkelijke spanning over en de stroom door het component. 2.3 Simulatie van een halve brug In korte simulatie 2.3 wordt een halve brug belast met een serie RL keten. Er wordt een alternerende PWM van 20% dutyratio en 5kHz aangelegd aan de IGBT’s met een dode tijd van 2µs. Figuur 2.4 toont het stroomverloop in de brug. De verliezen in de twee actieve halfgeleiders (bovenste IGBT en onderste diode) zijn te zien in 2.5. Duidelijk zijn de typische vorm van de geleiding- en schakelverliezen van de IGBT te zien en de geleidingsverliezen van de diode. Het model lijkt dus naar behoren te werken. 2.3 Simulatie van een halve brug Figuur 2.3: Halve brug belast met RL keten Figuur 2.4: Halve brug belast met RL keten: stroomvorm 12 2.3 Simulatie van een halve brug 13 Figuur 2.5: Halve brug belast met RL keten: verliezen van de twee actieve halfgeleiders (Volt==Watt) Het empirisch SPICE model van de IGBT/diode blijkt in staat het gedrag van de halfgeleiders correct te simuleren. Geleidingsverliezen worden juist weergegeven. De schakelverliezen komen echter niet overeen met de waarden uit de datasheet. Aangezien de waarden uit de datasheet echter ook niet overeen komen met de gemeten waarde, blijkt hieruit de moeilijkheid om schakelverliezen correct te bepalen. Een SPICE simulatie met dit IGBT model blijkt niet eenvoudig stabiel te krijgen. Indien meer dan 1 halve brug in een model gebruikt wordt, zoals de situatie in 4.4.1, is het zeer moeilijk of zelfs onmogelijk de simulatie te laten convergeren. Hoofdstuk 3 Thermisch puntmodel In dit hoofdstuk wordt het opgestelde thermisch model beschreven. Het doel van het model is om met weinig rekenkracht toch een globaal beeld te verkrijgen van de temperatuurverdeling binnenin de IGBT-module. Hiermee kan dan de hoogste temperatuur binnen de module berekend worden. Hieruit kan later afgeleid worden hoeveel restcapaciteit nog beschikbaar is. 3.1 Situatieschets Figuur 3.1: Halve brug De IGBT-modules bestaan uit twee IGBT’s en twee antiparallelle diodes die een halve brug 14 3.1 Situatieschets 15 vormen. De bovenste IGBT en diode die aan de positieve voedingsspanning verbonden zijn noemt men respectievelijk de top IGBT en top diode. De onderste IGBT en diode die aan de massa verbonden zijn noemt men respectievelijk de bottom IGBT en bottom diode. Een halve brug kan als bouwsteen gebruikt worden voor diverse invertortopologiën. Tevens is er in sommige modules een NTC-temperatuursensor voorzien (figuur 3.1). Figuur 3.2 toont hoe zo’n module er vanbinnen uitziet. Uit de gegevens van de fabrikant blijkt dat elke IGBT en diode in het blokschema eigenlijk opgebouwd is uit 3 parallel geschakelde IGBT’s en diodes. Deze zijn verbonden met een koperen basisplaat. Deze verbinding bestaat, omwille van de nodige elektrische isolatie, uit verschillende lagen. De verschillende IGBT’s zijn langs de bovenkant elektrisch aan elkaar verbonden met bonding wires. Schematisch ziet de verbinding eruit zoals in figuur 3.3. Elke laag heeft een verschillende dikte, warmtecapaciteit en thermische weerstand. Figuur 3.2: Binnenkant van een FF450R12ME4 halve brugmodule 3.1 Situatieschets 16 Figuur 3.3: Bonding van de IGBT’s en diodes aan de koperen basisplaat Om nauwkeurig de temperatuurverdeling over de verschillende lagen te kennen is een FEM simulatie de enige juiste manier. Het probleem dat zich hierbij stelt is: Een FEM simulatie vraagt veel rekenkracht en kan onmogelijk in real-time uitgerekend worden op een eenvoudig invertorplatform. Het resultaat van een FEM simulatie is onnodig nauwkeurig. Er wordt meestal enkel een steady state oplossing uitgerekend, terwijl men hier net geı̈nteresseerd is in de overgangsoplossing om eventueel gebruik te kunnen maken van de thermische inertie. Aangezien er een duidelijk verschil is in tijdsconstanten tussen de bovenste lagen van de module (tussen het substraat zelf tot aan de koperen plaat) en de temperatuurverdeling van aan de koperen basisplaat tot het koelwater, wordt er een onderscheid gemaakt tussen deze twee bijdrages. Beide worden opgeteld om temperatuur aan de juncties zelf te kennen. Voor de bovenste lagen wordt de transiënte thermische responsie uit de datasheet gebruikt, voor de achtergrondtemperatuur van de onderste lagen wordt verder een puntmodel opgesteld. Het zou echter ook mogelijk zijn voor de bovenste lagen een puntmodel op te stellen. De doorrekentijd van deze bovenste lagen moet dan wel veel sneller zijn als die van de onderste lagen. Dit zou echter wel mogelijk maken het ontstaan van hotspots op de halfgeleiders te bestuderen, onder invloed van de connectieplaats van de bonding wires. 3.2 Puntmodel 3.2 17 Puntmodel De weg die de gegenereerde warmte vanaf de koelplaat naar het koelwater toe moet volgen, bestaat uit verschillende lagen. Enerzijds is de dikte verschillend, anderzijds zijn de thermische eigenschappen (thermische weerstand en warmtecapaciteit) van de materialen verschillend. In het model wordt elk materiaal opgedeeld in blokjes met afmetingen ∆x, ∆y, ∆z (figuur 3.4(a)). (a) (b) Figuur 3.4: Elektrisch puntmodel Het middelpunt van elk blok wordt voorgesteld door een punt. De verschillende punten zijn met elkaar verbonden door een netwerkelement. Hierbij geldt voor een thermisch probleem de volgende analogie met een elektrisch probleem (figuur 3.4(b)). U = R.I ⇔ ∆T = <.Φ I = c. Waarbij: U = elektrische spanning [V ] R = elektrische weerstand [Ω] I = elektrische stroom [A] T = temperatuur [K] < = thermische weerstand [K/W ] Φ = warmtef lux [W ] t = tijd [s] ∆V ∆T ⇔ Φ = C. ∆t ∆t (3.1) (3.2) 3.2 Puntmodel 18 Het aantal punten kan vrij gekozen worden naargelang de gewenste nauwkeurigheid. De weerstanden en condensatoren die de punten verbinden worden bepaald aan de hand van de grootte van de blokjes en de thermisch eigenschappen van het materiaal. 3.2.1 Berekeningsmethode Als in de bovenste punten de werkelijke warmteflux (= stroom) aangelegd wordt en aan de onderste punten (= het koelwater) de gemeten koelwatertemperatuur (= spanning) opgedrongen wordt, kan door het oplossen van het elektrisch netwerk de temperatuur in elk punt en dus ook de maximumtemperatuur aan de bovenkant van het netwerk (= de IGBT en diodejuncties) bepaald worden. De eerste manier zou kunnen zijn om de transferfunctie te berekenen van elke knooptemperatuur tegenover het geı̈njecteerde vermogen in de verschillende punten, met als randvoorwaarde de koelwatertemperatuur. Voor het bepalen van de steady state oplossing zijn enkel de weerstanden in het model van tel. Dit probleem is een M ultiple Input M ultiple Output (MIMO) systeem met als ingangen het gedissipeerde vermogen dat bovenaan het netwerk geı̈njecteerd wordt en als uitgangen de temperatuur van elk punt. Het is duidelijk dat, door de vele knopen en vele ingangen, dit al snel zeer complex wordt en niet eenvoudig tot een State Space model kan herleid worden zoals verder zal blijken. Ook is zeer veel geheugen nodig voor het opslaan van de transfermatrices. Als er tevens rekening gehouden wordt met het tijdsaspect (de warmtecapaciteit van het materiaal) wordt het probleem nog complexer. Als voorbeeld worden de transferfuncties berekend in het Laplace domein van een eenvoudig model met drie punten boven elkaar, rekening houdend met de thermische weerstand R en de warmtecapaciteit C (figuur 3.5(a)). 3.2 Puntmodel 19 (a) (b) (c) Figuur 3.5: Vereenvoudigd elektrisch puntmodel R3 C 2 s2 + 4R2 Cs + 3R Iin R3 C 3 s3 + 5R2 C 2 s2 + 6RCs + 1 R2 Cs + 2R U2 = 3 3 3 Iin R C s + 5R2 C 2 s2 + 6RCs + 1 R U3 = 3 3 3 Iin 2 R C s + 5R C 2 s2 + 6RCs + 1 U1 = (3.3) (3.4) (3.5) Het is duidelijk dat bij uitbreiding naar meer punten, de transferfuncties zeer groot worden. Een andere en betere manier om dit model op een efficiënte en niet-rekenintensieve manier uit te rekenen, is door uit te gaan van het stroomevenwicht (analoog met warmteflux evenwicht) in elk punt (figuur 3.5(b)). IC = Iin + Ix1 + Iy1 − Iuit (3.6) ∆t IC C (3.7) U1,nieuw = U1,oud + Past men dit toe op het eenvoudige model met 3 punten en vergelijkt men het met het uitrekenen aan de hand van transferfuncties, dan ziet men dat het resultaat inderdaad 3.2 Puntmodel 20 hetzelfde is (figuur 3.6). De doorrekentijd van het model ∆t ligt nu wel vast en moet gerespecteerd worden om correct rekening te houden met de warmtecapaciteit in het model. Vergelijking stroomevenwichtmethode en methode met transferfuncties 8 U1 Verloop met transferfunctie U2 U3 U1 Verloop met stroomevenwicht U2 U3 7 6 Spanning[V] 5 4 3 2 1 0 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Tijd[ms] (Periode tussen 2 berekeningen = 1ms) Figuur 3.6: Vergelijking tussen de twee berekeningsmethodes Deze methode is echter niet steeds stabiel. Wanneer deze methode toegepast wordt op een aantal met weerstanden aan elkaar verbonden punten (figuur 3.5(c)), en er dus geen capaciteiten in het model voorkomen, convergeert deze methode nooit naar een oplossing. Dit komt omdat elk punt om beurt berekend wordt en er bij de berekening van het volgende punt reeds gerekend wordt met de nieuwe waarde van het naastliggende punt. Dit kan opgelost worden door over te gaan naar een iteratieve methode met een relaxatiefactor: U1,ref = U2 + Iin R (3.8) U1,nieuw = U1,oud + κr (U1,ref − U1,oud ) (3.9) met: κr = Relaxatiefactor 0.001 − 0.6 In plaats van direct de nieuwe waarde te berekenen, wordt slechts een deel (relaxatiefactor) van de nieuwe waarde aan de oude toegevoegd. Na een aantal iteraties zal de waarde 3.2 Puntmodel 21 naar een oplossing convergeren. Hoe kleiner de relaxatiefactor, hoe groter het aantal iteraties nodig om tot de oplossing te convergeren en hoe stabieler het model. Indien de relaxatiefactor te groot is gaan de waarden instabiel oscilleren(figuur 3.7(a)). Uit het verloop van de spanningen bij dit laatste voorbeeld (figuur 3.7(b)) is de gelijkenis met het verloop in figuur 3.6 treffend en blijkt dus dat de capaciteit in het model de rol bepaalt de relaxatie en mag dus niet te groot van de relaxatie overneemt. De factor ∆t C gekozen worden. Indien klein genoeg hoeft er geen iteratie te gebeuren. Praktisch komt dit erop neer dat de samplerate van de volledige simulatie niet te groot mag gekozen worden. Iteratiemethode met relaxatiefactor=0.65 Spanning[V] 8 U1 U2 U3 6 4 2 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Aantal iteraties (a) Iteratiemethode met relaxatiefactor=0.60 Spanning[V] 8 U1 U2 U3 6 4 2 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Aantal iteraties (b) Figuur 3.7: Oplossen van het vereenvoudigd elektrisch puntmodel zonder capaciteit met iteratieve methode Een belangrijk gevolg is ook dat, indien de samplerate klein genoeg gekozen wordt, er rechtstreeks met de nieuwe waarden voor elk punt mag gerekend worden. De waarde 3.2 Puntmodel 22 van elk punt of weerstand kan dus ook tijdens het doorrekenen van het model gewijzigd worden. Dit laat toe het model zeer eenvoudig in een Digital Signal P rocessor (DSP) of F ield P rogrammable Gate Array (FPGA) te implementeren. De voordelen van deze rekenmethode worden hierna opgesomd: Elk punt wordt slecht éénmaal opgeslagen in het geheugen en mag tijdens het doorrekenen gewijzigd worden. Het doorrekenen van het model gebeurt punt per punt. Er is dus maar één rekenelement bestaande uit een optelling en een vermenigvuldiging nodig die punt per punt die nieuwe waarde berekent en terug opslaat op dezelfde plaats. Dit eenvoudige algoritme vraagt weinig resources en leent zich dus voor implementatie op een FPGA. Aangezien het doorrekenen punt per punt gebeurt, moet niet het gehele model in 1 keer doorgerekend worden. Zolang de samplerate voor het gehele model gerespecteerd wordt, kan dit thermisch model als lage prioriteitstaak door een processor uitgevoerd worden. Veranderingen van de randvoorwaarden kunnen tijdens de werking van het model aangepast worden. Bijvoorbeeld met een verandering of het wegvallen van het koelwaterdebiet, waardoor ook de warmteoverdrachtcoëfficiënt verandert, kan bij de berekening van het volgende punt reeds rekening gehouden worden. Het model laat toe om eventueel niet naast elkaar liggende punten eenvoudig te verbinden (kort te sluiten). Dit is vb. handig om de invloed van bonding wires tussen verschillende halfgeleiders, die beschouwd kunnen worden als thermische kortsluitingen, eenvoudig in het model te brengen. Ook het inbrengen van referentietemperaturen afkomstig van metingen is eenvoudig. Dit werd echter niet verder onderzocht. Ten slotte is deze rekenmethode zeer intuı̈tief tegenover een FEM analyse. Dit maakt het zoeken naar fouten en analyseren van de resultaten makkelijker. 3.2 Puntmodel 3.2.2 23 Implementatie in Matlab Als test en voor de validatie van de rekenmethode is een eenvoudig model in Matlab uitgetest. Het model wordt in het geheugen opgeslagen als meerdere 2D-matrices. Elke 2D-matrix stelt één laag punten voor, elk element van een matrix is de temperatuur van een bepaald punt. Door het wisselen van elementen binnen een matrix en door het toevoegen en wegnemen van punten kan het stromen van koelwater in het model gebracht worden. Door in de berekening eventueel rekening te houden met verschillende onderlinge thermische weerstanden en warmtecapaciteiten kan elk punt een andere materiaalsoort voorstellen. Als voorbeeld wordt volgend eenvoudig probleem uitgewerkt dat ruwweg een IGBTmodule voorstelt: Een koperen plaatje van 122 x 62 x 6mm wordt voorgesteld voor drie lagen van 61 x 31 punten. Elk punt stelt dus een elementair blokje koper van 2 x 2 x 2mm voor. Bovenop de koperen plaat worden twee warmtebronnen aangelegd van 12 x 12mm die elk 800W warmte genereren. Onder de plaat stroomt een laag water van 2mm dik tegen een snelheid van 1m/s Figuur 3.8 verduidelijkt hoe de volgende figuren geı̈nterpreteerd moeten worden. Elke laag (de drie koperlagen en de waterlaag) wordt opgeslagen in een matrix. Matlab laat toe om deze matrices als gekleurde figuren voor te stellen. De kleur in de figuur komt overeen met een temperatuurwaarde. Figuur 3.9 toont het resultaat van de simulatie. Uit figuur 3.9 kan men eenvoudig de heetste punten (hotspots) bepalen. Het is duidelijk dat in dit voorbeeld de warmtebron stroomafwaarts ten opzichte van het koelwater in het nadeel is en dus een hogere temperatuur zal bereiken (figuur 3.10). 3.2 Puntmodel 24 Figuur 3.8: Schematische voorstelling van de matrices in Matlab Figuur 3.9: De 4 lagen voorgesteld als figuren Om de correctheid van de simulatie na te gaan kan de energiebalans gecontroleerd worden (figuur 3.11). Aanvankelijk zal de koperen plaat opgewarmd worden. Eens de toegevoerde warmte volledig via het koelwater afgevoerd wordt, is de steady state bereikt. 3.2 Puntmodel 25 Temperatuurverloop hotspot onder 2 warmtebronnen 70 Warmtebron 1 Warmtebron 2 60 Temperatuur [K] 50 40 30 20 10 0 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 Tijd [ms] Figuur 3.10: De hotspot temperaturen Totale gemiddelde temperatuurtoename van het koelwater Temperatuur [K] 10 8 6 4 2 0 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 Tijd [ms] Vermogen opgenomen in het koelwater 2000 P [W] 1500 1000 500 Totaal afgegeven vermogen warmtebronnen Vermogen afgevoerd via koelwater 0 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 Tijd [ms] Figuur 3.11: Energiebalans van opgenomen en afgegeven vermogen 2000 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 3.3 26 Koelblok voor directe waterkoeling Figuur 3.12: 3D-tekening van het koelblok De verliesvermogens die gedissipeerd moeten worden door elke afzonderlijke component zijn zeer hoog. Elke reductie van overgangsweerstand naar het koelwater is meegenomen. Hieruit ontstond het idee om de waterkoeling tot tegen de onderkant van de IGBT’s zelf te brengen met als doel het thermische pad zo kort mogelijk te houden. 3.3.1 Dimensioneren van de koelkanalen Het doel van dit werk is niet om de meest optimale geleiding voor het koelwater te ontwerpen. Wel om een koelwatergeleiding te kunnen simuleren en het temperatuurverloop te voorspellen. Er werd gekozen voor een ontwerp met een koelkanaal dat heen en weer onder de IGBT’s doorloopt, om een volledige afkoeling van het oppervlak te bekomen. De afmetingen van de koelkanalen werden als volgt gedimensioneerd. Maximale regimeopwarming van het koelwater Het maximale koeldebiet van de gehele convertor wordt gekozen aan de hand van het toelaatbare temperatuurverschil tussen in- en uitgang. 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 27 ∆T = QP Cp,water (3.10) waarin: ∆T = temperatuurverschil tussen in- en uitgang [K] Q = koelwaterdebiet [m3 /s] P = warmtetoevoer [W ] Cp,water = warmtecapaciteit water Maximum temperatuurverschil in− en uitgaand water i.f.v. het koelwaterdebiet 160 Maximum temperatuurverschil [°K] 140 120 100 80 60 40 20 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 Koelwaterdebiet per kanaal [L/min] Figuur 3.13: Temperatuurverschil i.f.v. het koelwaterdebiet bij maximum verliesvermogen Met een maximaal temperatuurverschil van ongeveer 10°C en een maximaal verliesvermogen van 1850W per koelkanaal, wordt het maximale koelwaterdebiet gekozen op 15L/min voor de gehele convertor bestaande uit 3 koelblokken(figuur 3.13). Aangezien alle kanalen parallel geschakeld worden, betekent dit 2.5L/min per kanaal. Drukval over het kanaal De drukval over het kanaal werd bepaald aan de hand van een variant van de DarcyWeisbach vergelijking [2],[6]. 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 28 L 1 Pt = f ρv 2 0 Dh (3.11) waarin: Pt = f rukval [P a] f = f riction f actor ρ = soortelijke M assa [kg/m3 ] v = snelheid [m/s] L = gecorrigeerde lengte [m] Dh = hydraulische diameter [m] De f riction f actor werd bepaald uit het Moody diagramma. In de gecorrigeerde lengte van de leiding werd rekening gehouden met het aantal 180° bochten die het kanaal maakt. Per bocht werd één extra leidingdiameter in lengte toegevoegd. Figuur 3.14 toont de drukval bij maximaal koelwaterdebiet(15L/min) en verschillende kanaaldieptes. Drukval i.f.v. de kanaaldiepte bij maximaal koelwaterdebiet 2 1.8 1.6 Drukval [Bar] 1.4 1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 Diepte van de koelkanalen [mm] Figuur 3.14: Drukval i.f.v. de kanaaldiepte bij maximaal koelwaterdebiet 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 29 Laminair/turbulente stroming Om de warmteoverdracht van het metaal naar het koelwater optimaal te laten verlopen, moet de stroming in de kanalen steeds turbulent zijn. Het al dan niet turbulent verlopen van de stroming wordt bepaald aan de hand van het Reynoldsgetal. De stroming is zeker turbulent vanaf 4000, en laminair vanaf minder dan 2000 [5]. De diepte van de kanalen wordt zo gekozen dat de stroming steeds turbulent verloopt over een breed koelwaterdebietbereik. Volgens figuur 3.15 wordt deze vastgelegd op 2mm. Uit de figuur blijkt ook dat het koelwaterdebiet niet onder de 3L/min voor de gehele convertor of 0.5L/min per kanaal mag zakken, omdat anders turbulente stroming niet gegarandeerd is. Re = vDh ν (3.12) waarin: ν = kinematische viscositeit [m2 /s] Reynoldsgetal i.f.v. de diepte van de koelkanalen bij verschillende koelwaterdebieten 15000 15L/min (2.5L/min per kanaal) 10L/min (1.67L/min) 3L/min (0.5L/min) 2L/min (0.33L/min) 1L/min (0.17L/min) Reynoldsgetal 10000 5000 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 Diepte van de koelkanalen [mm] Figuur 3.15: Invloed van de diepte van de koelkanalen 5.5 6 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 3.3.2 30 Berekening van de warmteoverdrachtcoëffciënt Er werd getracht de warmteoverdrachtcoëffciënt analytisch te berekenen aan de hand van empirische relaties beschreven in [5]. Het N usselt getal kan berekend worden aan de hand van volgende experimentele relatie [5]: 0.4 N ud = 0.023Re0.8 d Pr (3.13) waarin: N ud = N usseltgetal Re = Reynoldsgetal P r = P randtlgetal Deze empirische relatie geldt bij: Gladde kanalen Volledig ontwikkelde turbulente stroming Viscositeit verandert niet onder invloed van temperatuur P randtl getal tussen 0.6 en 100 Nauwkeurigheid +-25% h= N ud k Dh (3.14) waarin: k = thermische geleidbaarheid [W/mK] h = warmteoverdrachtcoëf f iciënt [W/m2 K] De warmteoverdrachtcoëffciënt kan verder in het model gebruikt worden om de overgang naar het koelwater te modelleren. Figuur 3.16 toont de relatie tussen koelwaterdebiet en warmteoverdrachtcoëffciënt van één kanaal bij verschillende koelwaterdebieten, berekend volgens bovenstaande empirische formule. In het puntmodel wordt van deze grafiek een lineaire benadering gebruikt. 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 4 2.2 x 10 31 Warmteoverdrachtcoëffciënt i.f.v. het koelwaterdebiet warmteoverdrachtcoëffciënt [W/m²K] 2 1.8 1.6 1.4 1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0.5 1 1.5 2 2.5 Koelwaterdebiet per kanaal [L/min] Figuur 3.16: Warmteoverdrachtcoëfficient in functie van koelwaterdebiet in kanaal 3.3.3 Simulatie van het koelblok De situatie die gesimuleerd werd is deze van een IGBT-module die op het koelblok gemonteerd is. De gesimuleerde module is de FF600R12ME4. Bovenaan is de koperen onderplaat van de module zelf gemonteerd, met daarop de locatie aangeduid waar de halfgeleiders zich bevinden en waar dus de warmte toegevoerd zal worden. Daaronder bevindt zich het aluminium koelblok met de twee uitgefreesde koelbanen waardoor water stroomt (figuur 3.17). Bovenstaande wordt voorgesteld met 8 lagen punten. De bovenste 3 lagen stellen koperen koelplaat van de IGBT-module zelf voor. Daaronder een laag aluminium met de uitgefreesde koelkanalen waarin het koelwater loopt. De onderste vier lagen aluminium stellen de rest van het aluminium koelblok voor (figuur 3.18). Een eerste simulatie werd uitgevoerd met volgende voorwaarden: Elke afzonderlijke halfgeleider (12 in totaal) dissipeert 300W warmte op de aangegeven locaties (totaal 3600W ). Het koelwater stroomt door de kanalen met een snelheid van 2m/s. 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling Figuur 3.17: Tekening van de onderplaat van de IGBT-module met het koelblok Figuur 3.18: IGBT-koelplaat en aluminium koelblok voorgesteld als 8 lagen punten 32 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 33 De warmteoverdrachtcoëfficiënt van het water naar het metaal wordt constant op 20kW/m2 K verondersteld. Bij de start van de simulatie is de temperatuur overal 0K. Figuur 3.19 geeft een beeld hoe de temperatuurverdeling op de verschillende lagen eruit ziet na 20 seconden (steady state). Verder werd gedurende de simulatie de temperatuur in het middelpunt onder elke halfgeleider (3.21) geplot, alsook de temperatuur van het uitstromend koelwater (3.22) en het ogenblikkelijke vermogen afgevoerd via het koelwater (3.23). Omdat op de overzichtsfiguur de temperatuurverdeling in het aluminium blok en het koelkanaal niet goed zichtbaar is door de schaalverdeling, volgt op het einde nog een detail van de temperatuurverdeling van de aluminiumlaag met het koelkanaal (3.20). 30 30 60 20 40 10 20 40 60 40 10 20 30 60 20 20 40 60 20 30 60 20 40 10 20 40 60 40 10 20 30 60 20 20 40 60 20 30 60 20 40 10 20 40 60 40 10 20 30 60 20 20 40 60 20 30 60 20 40 10 20 40 60 20 60 20 40 10 20 40 Figuur 3.19: De temperatuurverdeling in de 8 lagen 60 20 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 34 20 35 18 30 16 25 14 12 20 10 15 8 6 10 4 5 2 10 20 30 40 50 60 0 70 Figuur 3.20: Detail van de aluminium laag met het koelkanaal Temperaturen onder het midden van de halfgeleiders 80 Top IGBT 1 Top IGBT 2 Top IGBT 3 Bottom IGBT 1 Bottom IGBT 2 Bottom IGBT 3 Top Diode 1 Top Diode 2 Top Diode 3 Bottom Diode 1 Bottom Diode 2 Bottom Diode 3 70 Temperatuur[K] 60 50 40 30 20 10 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Tijd [ms] 1.2 1.4 1.6 1.8 2 4 x 10 Figuur 3.21: Temperaturen in het middelpunt van elke halfgeleider 3.3 Koelblok voor directe waterkoeling 35 Uitgaande koelwatertemperatuur 14 Kanaal1 Kanaal2 12 Temperatuur [K] 10 8 6 4 2 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 Tijd [ms] 2 4 x 10 Figuur 3.22: Uitgaande temperatuur van het koelwater Ogenblikkelijk vermogen dat het kanaal verlaat via het koelwater 4000 Koelwater Halfgeleiders 3500 Vermogen [W] 3000 2500 2000 1500 1000 500 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Tijd [ms] 1.2 1.4 1.6 1.8 2 4 x 10 Figuur 3.23: Ogenblikkelijk vermogen dat via het koelwater het kanaal verlaat Hoofdstuk 4 Praktische tests In dit hoofdstuk wordt een testopstelling ontworpen om de IGBT-modules en het model te testen bij realistische stroomwaarden. De nodige voorzorgen bij het gebruik van een thermische camera worden onderzocht. 4.1 Testopstelling Om de opgestelde modellen te kunnen valideren met praktische tests werd een testopstelling (figuur 4.1) ontworpen. Deze opstelling laat toe verschillende types IGBT-modules in Econodual verpakkingen aan te sturen, op verschillende manieren te belasten en tijdens werking de temperatuur met behulp van een thermische camera te volgen. Figuur 4.1(a) 1. 2. 3. 4. 5. Host PC met Matlab Simulink Testomvormer 0 − 250V 0 − 4A DC Voeding voor DCbus Inductor 500µH 130A Statief voor thermische camera Figuur 4.1(b) 1. 2. 3. 4. Driefasige KEB omvormer 24V voeding voor testomvormer Twee Gigabit Ethernet switches, Host-target netwerk en real-time netwerk Target PC met real-time Linux besturingsysteem 36 4.1 Testopstelling 37 (a) (b) Figuur 4.1: Testopstelling met twee omvormers zonder gemonteerde camera 4.1 Testopstelling 38 De basis van de opstelling is een testomvormer (figuur 4.2), die opgebouwd is met bestaande printkaarten uit commercieel verkrijgbare omvormers, aangestuurd met het Triphase Rapid Prototyping Platform. Dit platform is via het real-time Gigabit Ethernet netwerk verbonden met de target PC. Deze testomvormer kan zowel een enkele halve brug als een volledige driefasige brug aansturen. Figuur 4.2: Testomvormer zonder IGBT-module gemonteerd Figuur 4.2 1. 2. 3. 4. Aluminium koelblok met aansluiting voor waterkoeling Driefasige gatedriver print uit KEB omvormer Twee DC bussen van 0, 8mF 800V uit KEB omvormer Triphase Rapid Prototyping Platform stuurprint met extensiebord voor glasvezelsynchronisatie De tweede omvormer is een complete driefasige KEB ’R’ omvormer. Elke halve brug van deze omvormer is geschikt voor 300A DC. De omvormer is voorzien van een Triphase 4.1 Testopstelling 39 Rapid Prototyping stuurprint, welke ook aan het real-time Gigabit Ethernet netwerk verbonden is. De KEB omvormer heeft een stroommeting op elke fase en een spanningsmeting van DC bus, die in de tests dan ook zullen gebruikt worden voor meting en beveiliging van de opstelling. De DC bussen van beide omvormers zijn aan elkaar verbonden en worden met een DC voeding extern gevoed. De PWM van beide omvormers wordt gesynchroniseerd met een glasvezelverbinding tussen de twee Triphase stuurkaarten. Hierdoor kunnen ze als 1 omvormer beschouwd worden. Beide invertoren worden aangestuurd door de target PC, die geprogrammeerd wordt met Matlab Simulink op een host PC. Dit laat toe eenvoudig nieuwe testmethoden te implementeren en te testen op de hardware. De verbinding tussen de host pc en het target gebeurt via een tweede Gigabit Ethernet netwerk. Op dit netwerk kan ook de Xenics thermische camera aangesloten worden, zodat op de host pc zowel de programmatie kan gebeuren, als het analyseren van de thermische beelden. 4.2 IGBT-modules 4.2 40 IGBT-modules De testopstelling laat toe IGBT-modules te testen in een Enonodual verpakking. Dit is een standaardverpakking die verschillende configuraties van vermogenelektronische componenten kan bevatten. Het bovendeksel van de verpakking is doorgaans makkelijk verwijderbaar waardoor de halfgeleiders zelf zichtbaar worden (figuur 4.4). Figuur 4.3: FF450R12ME4 halve brug module in Enonodual verpakking Voor de praktische tests worden twee verschillende IGBT-modules in Enonodual verpakking gebruikt. In figuur 4.5 is te zien hoe de halfgeleiders geschikt zijn binnenin de module en hoe ze in de simulatie genummerd worden. 1. CM75TJ24F (figuur 4.4(a)) Module met volledige driefasige brug (drie halve bruggen) in Enonodual verpakking Fabrikant Mitsubishi IGBTMOD Trench Gate Design Maximum spanning Vces = 1200V Duurstroom 75A, piekstroom 150A Maximale dissipatie 375W Maximale junctietemperatuur 150°C 4.2 IGBT-modules 41 2. FF450R12ME4 (figuur 4.4(b)) Module met 1 enkele halve brug in Econodual3 verpakking. Intern bestaat de module uit drie parallel geschakelde halve brug modules. Elke halfgeleider bestaat dus uit drie parallel geschakelde componenten. Fabrikant Infineon Trench/Fieldstop IGBT4 technologie Maximum spanning Vces = 1200V Duurstroom 450A, piekstroom 900A Maximale dissipatie 2250W Maximale junctietemperatuur 175°C (a) FF450R12ME4: fabrikant bovenaan Semikron, onderaan Infineon (b) CM75TJ24F Figuur 4.4: De gebruikte modules met bovendeksel verwijderd 4.2 IGBT-modules 42 (a) FF450R12ME4 (b) CM75TJ24F Figuur 4.5: Schematische voorstelling van de modules met nummering zoals in de simulaties 4.3 Thermische camera 4.3 43 Thermische camera 4.3.1 FLIR A40-M Voor de eerste tests werd een camera van het type FLIR Thermovision A40-M + Researcher software (figuur 4.6) gebruikt. Deze werd ter beschikking gesteld door het labo elektrische aandrijftechniek van de afdeling ELECTA-ESAT van de K.U.Leuven. Figuur 4.6: FLIR Thermovision A40−M thermische camera De camera bezit volgende specificaties [14]: Temperatuurbereik −40°C tot +2000°C Thermische resolutie 16 bit of 0, 08°C Resolutie beeld 320 x 240 pixels IEEE-1394 Firewire interface Deze camera heeft echter het nadeel dat de bijgeleverde software zeer beperkt is. Het is niet mogelijk om opgemeten temperatuurcurven te exporteren, wat verwerking van metingen met deze camera zeer moeilijk maakt. 4.3.2 Xenics Gobi 384 Voor verdere tests werd een thermische camera van het type Xenics Gobi 384 (figuur 4.7) gebruikt. 4.3 Thermische camera 44 Figuur 4.7: Xenics Gobi 384 thermische camera De camera bezit volgende specificaties [15]: Temperatuurbereik −20°C tot +120°C Thermische resolutie 16 bit of 0, 08°C Resolutie beeld 384 x 288 pixels Ethernet interface Deze camera heeft uitgebreide software die wel toelaat gegevens te exporteren. Ze bezit eveneens de dubbele resolutie van de FLIR camera en de Ethernet interface maakt het zeer makkelijk de camera aan een PC te verbinden. 4.3.3 Werking van een thermische camera Dit hoofstuk is gebaseerd op [17] en [16]. Elk voorwerp met een temperatuur groter dan het absolute nulpunt (0°K of −273°C) straalt warmte uit. Deze warmtestraling bevindt zich in het infrarode spectrum. Hoe warmer, hoe intenser de straling. Een mens kan deze straling voelen met de huid, maar onder de 500°C wordt er geen straling in het voor de mens zichtbare spectrum geproduceerd, waardoor deze warmtestraling voor de mens onzichtbaar is. Een infrarood thermische camera (een microbolometer array) kan deze straling wel zichtbaar maken. Eens deze straling gekend, kan met de radioactieve eigenschappen van het materiaal (de emissiviteit) de temperatuur van het voorwerp bepaald worden. 4.3 Thermische camera 45 Een microbolometercel (= 1 pixel) ziet eruit zoals in figuur 4.8(a). Ze bestaat uit twee lagen. De bovenste laag is gevoelig voor infrarode straling en zal opwarmen door invallende infrarode straling. Door deze opwarming verandert de elektrische weestand, die opgemeten wordt door de onderste laag. Deze weerstand wordt aan de hand van de emissiviteit omgerekend naar temperatuur. Een thermische camera bestaat uit een array van deze cellen (figuur 4.8(b)), meestal 160 x 120, 320 x 240 of nog groter. Hierdoor ontstaat een volledig thermisch beeld van een oppervlak. Het materiaal waaruit de lenzen voor thermische camera’s gemaakt worden moet doorzichtig zijn voor infrarood licht. Doorgaans worden ze gemaakt uit speciale materialen zoals fluoriden, zink selenium, zink sulfide, silicium, germanium of amorfe materialen die infrarood licht doorlaten en zichtbaar licht (gedeeltelijk) blokkeren. (a) cel (b) array Figuur 4.8: Werkingsprincipe van een microbolometer 4.3.4 Invloed van het verschil in emissiecoëfficiënt Bij de eerste beelden, die genomen werden met een thermische camera van het merk FLIR, viel op dat de temperatuur van de verschillende delen van de component zonder belasting sterk verschillen. Aangezien dit niet overeenkomt met locale metingen met een thermokoppel temperatuursensor, rijst de vraag wat de invloed is van het soort materiaal en de bijbehorende emissiecoëfficiënt is. Op de IGBT-module werd bovenop de gel een druppel tippex geplaatst (figuur 4.9(a)). Als deze opgedroogd is, zou de temperatuur van deze vlek dezelfde zijn als die van het geloppervlak en zou deze dus onzichtbaar moeten zijn voor de thermische camera. 4.3 Thermische camera 46 Met de thermische camera is deze vlek echter goed zichtbaar (figuur 4.9(b)) en is het temperatuurverschil tussen de vlek en de gel ernaast 3°C! Ook is duidelijk te zien waar op de module de gel verwijderd is. Ook dit is een teken dat de emissiecoëfficiënt van de materialen sterk verschilt en een meting met een thermische camera van verschillende materialen met dezelfde emissiecalibratie van bedenkelijke nauwkeurigheid is. Dit is een belangrijke bedenking bij het volgende experiment, waarbij het effect van de gel bekeken wordt. (a) Foto (b) IR beeld Figuur 4.9: CM75TJ-24F IBGT module met op de gellaag een druppel tippex 4.3.5 Invloed van silicone gel bovenop de componenten Bovenop de halfgeleiders en tussen de bonding wires is een passiverende gellaag op basis van silicone aangebracht. Deze laag dient als elektrische isolatie, om vocht en stof weg te houden en beschermt tevens tegen corrosie. Door het gebruik van een siliconegel, in plaats van bijvoorbeeld het ingieten in epoxyhars, vermindert ook mechanische belasting op de bonding wires door thermische uitzetting, omdat de gel flexibel is en uitzetting toelaat. Figuur 4.10 toont een module met gellaag bovenaan. Als men met een thermische camera de temperatuur van de halfgeleiders zelf wil zien, vormt deze laag een probleem: Een thermische camera meet de temperatuur van het oppervlak van de gel. Ze kijkt er niet doorheen hoewel de gel zeer helder en doorzichtig is. De thermische geleiding van de gel is heel slecht. Hierdoor propageert de warmte zeer traag van de halfgeleider zelf naar het oppervlak en diffundeert ze over de gehele gellaag, waardoor de echte temperatuur niet gekend is. 4.3 Thermische camera 47 Figuur 4.10: CM75TJ-24F IBGT module met gellaag bovenop de halfgeleiders Het effect van de gel wordt nagegaan met volgend experiment. Er werd een IGBT-module geprepareerd waarbij eenzelfde test kan uitgevoerd worden met en zonder de passiverende gel. De gellaag is zeer visceus en plakkerig, maar blijkt met enige voorzichtigheid en geduld verwijderbaar. Op figuur 4.11 is te zien dat op één IGBT en diode de gel verwijderd is. Een vermogenstap van 0W naar 15.5W wordt afwisselend aangelegd op een IGBT die nog bedekt was met gel en een IGBT zonder gellaag. De stap start op 20 seconden en eindigt op 140 seconden. Koelwaterdebiet 0.782L/min. Ingangstemperatuur van het koelwater 21°C. Op het eerste beeld van de thermische camera (figuur 4.12) is al duidelijk te zien waar de gel weggehaald is en waar niet. Door het verschil in emissiviteit van het oppervlak zijn de temperaturen gemeten door de camera lichtjes verschillend. Op de resultaten (figuur 4.13) is duidelijk te zien dat het temperatuurverloop er totaal anders uit ziet en de invloed van de gel niet te onderschatten is. Het verschil in de eindtemperatuur is te wijten aan het verschil in emissiecoëfficiënt van de gel en de onbedekte IGBT’s (4.3.4). 4.3 Thermische camera 48 Figuur 4.11: CM75TJ-24F IBGT module met een deel van de gellaag verwijderd. Figuur 4.12: IR beeld van CM75TJ-24F IBGT module met rechts een deel van de gellaag verwijderd. 4.3 Thermische camera 49 Halfgeleidertemperatuur [°C] Verschil in staprespons met en zonder gel op de halfgeleiders 27 met gel zonder gel 26 25 24 23 22 21 20 0 50 100 150 200 250 Tijd [s] Figuur 4.13: Verschil tussen meting met gel en zonder gel 1 Uit de testresultaten blijkt duidelijk dat het onmogelijk is verder thermische studie te doen met een thermische camera zonder de gel op de modules te verwijderen. 1 De gebruikte FLIR camera laat niet toe rechtstreeks gegevens uit de software te exporteren. Het getoonde resultaat is een fit van de metingen. 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 4.4 4.4.1 50 Dubbele halve brug IGBT-module test Testopstelling Om grote halve brug modules in Econodual verpakking te testen zijn relatief grote stromen nodig. Gangbare IGBT halve brug modules in deze verpakking hebben stroomratings van 300 tot 600A continu. De gebruikte module voor de test (FF450R12ME4) heeft een continu rating van 450A en 900A kortstondig. Het is duidelijk dat voor zulke modules enkele Ampères niet volstaan om een realistische opwarming te bekomen. Daarom werd volgende opstelling ontworpen (figuur 4.14), om bij weinig externe vermogeninput toch zeer grote stromen door de halfgeleiders te laten vloeien en grote verliezen te creëren. Figuur 4.14: Testopstelling voor grote IGBT-modules Het werkingsprincipe van de opstelling wordt duidelijk uit volgende figuren. Beide halve bruggen staan op een vaste dutyratio ingesteld, afhankelijk van de gewenste stroom. Door het verschil in dutyratio wordt er een DC stroom in de spoel gelanceerd van de testopstelling naar de KEB drive (figuur 4.15(a)). Door het veranderen van de dutyratio van de testdrive kan gekozen worden welke halfgeleiders de (hoge) spoelstroom voeren (figuur 4.15(b)). Door het omkeren van de stroomzin door de spoel kunnen de andere twee halfgeleiders belast worden. De DC bron voert enkel de verliezen aan en hoeft dus niet de grote spoelstroom te voeren. Op deze manier kan een zeer hoge stroom door de modules gestuurd worden met een beperkte netvoeding. 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 51 (a) (b) Figuur 4.15: Werking van de testopstelling met twee halve bruggen De enige beperkingen zijn de stroom die de halve brug van de KEB ’R’ omvormer kan voeren (300A), het vermogen van de netvoeding en de inductor en de kwaliteit van de elektrische verbindingen. Door het parallel schakelen van de drie halve bruggen van de KEB omvormer ligt de limiet van deze opstelling in theorie op 900A. In praktijk blijkt dat de aansluitingen naar de modules op dit moment de grootste beperking zijn. Deze 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 52 zijn uitgevoerd met 10mm2 koperdraad. Tijdens het onderzoek met de camera blijkt dat de opwarming van deze kabels (>60°C bij 120A) onaanvaardbaar is om tests uit te voeren met nog hogere stroomwaarden in de huidige opstelling. Voor verdere tests werd de maximum stroomwaarde voor korte tests beperkt tot 120A. Regelalgoritme Om de stroom door de spoel te regelen werd een regelalgoritme in Matlab Simulink geprogrammeerd (figuur 4.16). Dit regelschema wordt via het Triphase systeem in de target PC geladen die de hardware aanstuurt en quasi real-time gegevens terug naar het Matlab Simulink model op de host-PC stuurt. Figuur 4.16: Matlab Simulink model dat de testinvertor en KEB drive aanstuurt Figuur 4.16 1. 2. 3. 4. 5. 6. Stroommeting op de KEB drive DCbus spanningsmeting PI regelaar Stroom setpoint Offset van het DC niveau: regelt welke halfgeleiders belast worden Halve bruggen van de twee invertoren 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 53 De stroom door de uitgang van de gebruikte brug van de KEB omvormer wordt gemeten en vergeleken met het stroomsetpoint. Deze waarde gaat door een PI regelaar. De uitgang van deze regelaar is een spanningssetpoint dat over de spoel zou moeten aangelegd worden. De halve bruggen verwachten echter een dutyratio setpoint waarmee deze spanning overeenkomt. Het bereik -1..0..1 komt overeen met 0 tot 100% dutyratio. Het spanningssetpoint wordt daarom geschaald met de halve DCbusspanning om een setpoint tussen -1 en 1 te bekomen. Indien het setpoint buiten de range -1 en 1 valt en dus niet haalbaar is, wordt het gesatureerd op de maximum waarde. Deze al dan niet gesatureerde waarde wordt (terug naar regelaarwaarde herschaald) teruggekoppeld naar de PI regelaar voor de integrerende actie. Met de offset wordt de dutyratio van de testconvertor vast ingesteld. Hiermee kan gekozen worden welke halfgeleiders belast zullen worden (4.4.1). De waarde van de offset wordt ook bij de geregelde brug als f eedf orward geteld, om overgangsverschijnselen te beperken bij het verzetten van de offset. De discrete PI regelaar (4.17) is opgebouwd als een lineaire versterking van de fout (Pactie) en een 1e orde Inf inite Impulse Response (IIR) filter (I actie), die de uitgang van de regelaar overneemt en zo de offsetfout wegneemt. De instelling van de regelaar werd als volgt afgeleid: Vinductor = Ri + L ∆Vinductor = di dt L ∆i schakelperiode (4.1) (4.2) De spanning over de inwendige weerstand van de spoel wordt verwaarloosd. Hieruit volgt dat de limietwaarde van de versterking gelijk is aan de inductantie van de spoel vermenigvuldigd met de schakelfrequentie. Voor de regelaar wordt een derde van deze waarde ingesteld om stabiliteit te garanderen. De versterking van de integrerende actie bepaalt de tijdsconstante van het IIR filter dat voor de integrerende werking zorgt. Hoe kleiner deze waarde, hoe sneller de regelaar. Deze tijdconstante werd gekozen op 24 schakelperiodes. 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 54 Figuur 4.17: Matlab Simulink model PI regelaar met IIR Filter Gecombineerde simulaties in target PC Het uiteindelijke doel is dat de target PC zowel het regelalgoritme als de thermische simulatie in real-time kan uitrekenen. Het regelalgoritme en het thermisch gedeelte hebben een verschillende samplerate. Dit werd dan ook in Matlab Simulink als twee verschillende gebieden geı̈mplementeerd, met elk hun eigen samplerate (figuur 4.18). 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 55 Figuur 4.18: Matlab model met twee samplerates: één voor het regelalgoritme en één voor de thermische simulatie Er werd een model met enkel het regelalgoritme en een model met zowel de thermische simulatie als het regelalgoritme in de target PC getest. Uit de CP U -load (tabel 4.1) blijk dat de target PC snel genoeg is om beide taken in real-time te kunnen uitvoeren. Er is enige overspraak tussen de twee taken waardoor ook het regelalgoritme meer CPU tijd vraagt. De thermische simulatie is beperkt tot 1 koelblok. Voor een grote driefasige invertor met minstens drie koelblokken moet bekeken worden of de target PC krachtig genoeg is. Taak Regelalgoritme Thermisch model CP U -load target PC Zonder thermische simulatie Met thermische simulatie 3.5% 8.9% / 39.5% Tabel 4.1: CP U -load van de target PC met en zonder thermische simulatie 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 4.4.2 56 DC tests Er worden verschillende waarden DC stromen door de module gestuurd. De met de thermische camera gemeten temperaturen van de halfgeleiders worden vergeleken met de berekende waarden uit het thermisch model. CM75TJ24F Op de kleinere driefasige module werd 1 halve brug in werking gesteld. Op figuur 4.19 is te zien hoe in de software de verschillende halfgeleiders geselecteerd worden en hun gemiddelde temperatuur berekend wordt. Ook wordt de in- en uitgaande koelwatertemperatuur gemeten. Op de figuur, die vlak na een test is genomen, is te zien hoe de aansluitkabel van de spoel duidelijk sterk opwarmt. Figuur 4.20(a) toont de resultaten van de eerste test. Er werd een stroomstap aangelegd van 40A terwijl de dutyratio van de belaste brug op 100% ingesteld staat. Hierdoor zijn er geen schakelverliezen en alleen de bovenste IGBT is in geleiding. De drie andere halfgeleiders worden enkel opgewarmd onder invloed van de geleidende IGBT. Uit de test blijkt echter duidelijk dat de andere drie halfgeleiders van de brug ook opwarmen. De wederzijdse invloed van de dicht bij elkaar geplaatste halfgeleiders is merkbaar en duidelijk niet te verwaarlozen. Duidelijk is ook een vertraagde opwarming van het koelwater te zien. Dit komt niet overeen met de simulatie. Mogelijk is dit te wijten aan de temperatuurmeting van het koelwater: deze wordt met the thermische camera rechtstreeks op de plastic leidingen gemeten. Mogelijk zijn de isolerende eigenschappen van het plastic de oorzaak van de meetfout, vergelijkbaar met het effect in 4.3.5. Deze belasting thermisch gesimuleerd geeft het resultaat in figuur 4.20(b). 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test Figuur 4.19: Beeld van de module in de Xenics Xeneth software 57 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 58 CM75TJ24F belastingsstap van 40A en 100% dutyratio: meting 45 19 IGBT top Diode top IGBT bottom Diode bottom koelwater 1 18.5 35 18 30 17.5 25 17 20 16.5 15 0 5 10 15 20 25 Koelwatertemperatuur [°C] Halfgeleidertemperatuur [°C] 40 16 35 30 Tijd [s] (a) Meting CM75TJ24F belastingsstap van 40A en 100% dutyratio: simulatie 19 IGBT top Diode top IGBT bottom Diode bottom koelwater 1 Halfgeleidertemperatuur [°C] 40 18.5 35 18 30 17.5 25 17 20 16.5 15 0 5 10 15 20 25 30 Tijd [s] (b) Simulatie Figuur 4.20: Stroomstap van 40A door een CM75TJ24F module. 16 35 Koelwatertemperatuur [°C] 45 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 59 Enkele andere metingen werden uitgevoerd met hetzelfde model en een belastingsstroom van 65A en enkele verschillende dutyratio0 s. Dezelfde situaties werden gesimuleerd in het thermisch model en de resultaten vergeleken in volgende tabel. Weer lijkt het model de werkelijkheid redelijk goed te benaderen. Dutyratio(%) 25% halfgeleider Top IGBT Bottom IGBT Top diode Bottom diode Koelwater Meting simulatie 42.7°C 42.8°C 38.5°C 33.3°C 30.5°C 31.9°C 68.3°C 62.6°C 0.91°C 1.21°C fout +0.1°C -5.2°C +1.4°C -5.7°C +0.3°C 50% Top IGBT Bottom IGBT Top diode Bottom diode Koelwater 53.7°C 32.7°C 33.2°C 51.3°C 0.73°C 52.4°C 31.9°C 34.4°C 53.6°C 1.23°C -1.3°C -0.8°C +1.2°C +2.3°C +0.5°C 75% Top IGBT Bottom IGBT Top diode Bottom diode Koelwater 61.8°C 30.1°C 36.0°C 38.6°C 0.89°C 62.1°C 30.6°C 36.8°C 43.5°C 1.24°C +0.3°C +0.5°C +0.8°C +4.9°C +0.35°C Tabel 4.2: CM75TJ24F module belast met 65A met verschillende dutyratio Uit beide figuren blijkt dat het model de wederzijdse opwarming van de halfgeleiders vrij goed kan inschatten. Om de simulatie te fitten met de metingen werd enkel de warmteoverdrachtcoëfficiënt tussen het water en het omringende metaal en de berekening van de schakelverliezen aangepast. Zoals blijkt uit 3.3.2 is de warmteoverdrachtcoëfficiënt slechts met beperkte nauwkeurigheid te berekenen, waardoor een aanpassing gerechtvaardigd is. Opvallend aan de resultaten voorgesteld in tabel 4.2 is dat de temperatuurberekening van de bottom diode opvallend minder goed is dan die van de andere halfgeleiders. Wellicht is dit te wijten aan de berekening van de verliezen in deze halfgeleider. Omdat het moeilijk is de berekening van de verliezen en het thermisch model apart te controleren, is dit echter niet zeker. Algemeen blijkt de fout in het model vooral bij de berekening van de verliezen te liggen, 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 60 vooral de schakelverliezen lijken veel lager dan de waarden uit de datasheet. De schakelverliezen van de halfgeleiders zijn sterk afhankelijk van het drivercircuit, wat samen met worst case waarden uit de datasheet mogelijk een verklaring is voor het verschil. Verdere optimalisatie van de parameters zou het model eventueel nog dichter bij de metingen doen aansluiten. FF450R12ME4 Met de FF450R12ME4 module werd eenzelfde test uitgevoerd (figuur 4.21(a)). De module werd belast tot 120A DC. Dit is het maximum dat met de huidige labopstelling mogelijk is. Voor hogere stromen moet de bekabeling dikker uitgevoerd worden en is een sterkere voeding nodig. Omdat 120A ver beneden de maximum DC rating van de module (450A) is, is de maximale opwarming van de module beperkt. Figuur 4.21(b) toont de simulatie. 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 61 FF450R12ME4 belastingsstap van 120A en 5% dutyratio: meting 45 19 Diode Bottom 1 2 3 IGBT top 1 2 3 IGBT Bottom 1 2 3 Diode top 1 2 3 koelwater 1 koelwater 2 35 18.5 18 30 17.5 25 17 20 16.5 15 0 5 10 15 20 25 30 Koelwatertemperatuur [°C] Halfgeleidertemperatuur [°C] 40 16 35 Tijd [s] (a) Meting FF450R12ME4 belastingsstap van 120A en 5% dutyratio: simulatie 45 19 Diode Bottom 1 2 3 IGBT top 1 2 3 IGBT Bottom 1 2 3 Diode top 1 2 3 koelwater 1 koelwater 2 35 18.5 18 30 17.5 25 17 20 16.5 15 0 5 10 15 20 25 30 Koelwatertemperatuur [°C] Halfgeleidertemperatuur [°C] 40 16 35 Tijd [s] (b) Simulatie Figuur 4.21: Stroomstap van 120A dutyratio 5% door een FF450R12ME4 module. 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 4.4.3 62 Invloed van de aangelegde frequentie In deze test wordt de opwarming van de halfgeleiders wanneer een sinusoı̈dale variatie van de stroom aangelegd wordt bestudeerd (figuur 4.23). Op de FF450R12ME4 module werd een stroom van 100A aangelegd met een frequentie van DC tot 20Hz. De dutyratio staat vast op 50%. Er wordt gekeken naar de maximale opwarming van de halfgeleiders bij de verschillende frequenties. Het resultaat van de meting en simulatie wordt samengevat in figuur 4.22. Deze test is interessant voor elektrische voertuigen. Wanneer een voertuig vanuit stilstand vertrekt bepaalt de maximale stroom het maximaal leverbare aanloopkoppel. Vanuit stilstand (DC) is de thermische beperking op de stroom duidelijk groter dan wanneer het voertuig begint te bewegen. Deze test toont aan dat een zekere thermische inertie beschikbaar is bij het aanleggen van de stroom. Maximum temperatuur ifv de aangelegde frequentie bij 100A 0−20Hz 32 meting simulatie Maximum halfgeleidertemperatuur [°C] 31 30 29 28 27 26 25 24 23 22 −1 10 0 1 10 10 Freq [Hz] Figuur 4.22: Maximum temperatuur in de module bij sinusvormige stroom van 60A en dutyratio 50% 4.4 Dubbele halve brug IGBT-module test 63 FF450R12ME4 Sinus 0.1−20Hz 100A met 50% dutyratio: meting 30 21 20.5 20 25 19.5 19 18.5 20 18 Koelwatertemperatuur [°C] Halfgeleidertemperatuur [°C] Diode bottom IGBT top IGBT bottom Diode top koelwater 1 koelwater 2 17.5 17 15 0 5 10 15 20 25 30 35 40 16.5 45 Tijd [s] (a) Meting FF450R12ME4 Sinus 0.1−20Hz 100A met 50% dutyratio: simulatie 21 Halfgeleidertemperatuur [°C] Diode bottom IGBT top IGBT bottom Diode top koelwater 1 koelwater 2 25 20.5 20 19.5 19 18.5 20 18 Koelwatertemperatuur [°C] 30 17.5 17 15 0 5 10 15 20 25 30 35 40 16.5 45 Tijd [s] (b) Simulatie Figuur 4.23: Temperatuur bij sinusvormige stroom van 60A met variabele frequentie: 0.1-1-25-10-20Hz 4.5 Motordrive met constante V/f sturing 4.5 64 Motordrive met constante V/f sturing Als laatste test werd aan de CM75TJ24F module als last een driefasige asynchrone motor gekoppeld. De motor is een 4kW 50Hz 130/220V 25/14.5A driefasige tweepolige asynchrone motor. In deze test wordt de tweede KEB drive niet gebruikt, waardoor er dus ook geen stroommeting en DCbus spanningsmeting is. De spanning en stroom werd tijdens de test gemeten met respectievelijk een multimeter en een stroomtang. Het zicht vanuit het standpunt van de camera ziet eruit zoals in figuur 4.24. (a) (b) Figuur 4.24: De module in de opstelling Er werd een meting gedaan met: Regime snelheid van het veld 100rpm ( =motorsnelheid: tweepolige motor) Piekstroom 10.67A DCbusspanning 50V DC Koelwaterdebietvariatie van 1.65L/min naar 0.55L/min Aangezien de motorsnelheid laag is, varieert de temperatuur van de halfgeleiders met de motorsnelheid. Tijdens het draaien van de motor kan men op het warmtebeeld duidelijk zien welke halfgeleiders op elk moment geleiden. Figuur 4.25 toont de variatie van de gemiddelde temperatuur van de verschillende halfgeleiders. Figuur 4.26 toont de temperatuurverandering van het koelwater bij een debietverandering. 4.5 Motordrive met constante V/f sturing 65 Temperatuurverloop van de halfgeleiders 20 IGBT High1 IGBT High2 IGBT High3 IGBT Low1 IGBT Low2 IGBT Low3 Halfgeleidertemperatuur [°C] 19.5 19 18.5 18 17.5 17 0 5 10 15 20 25 30 35 40 Tijd [s] Figuur 4.25: Overzichtsbeeld van het temperatuurverloop van de IGBT’s bij een debietverandering Temperatuurverschil van in− en uitgaand koelwater Temperatuurverschil[°K] 1.5 1 0.5 0 0 5 10 15 20 25 30 35 Tijd [s] Figuur 4.26: Temperatuurstijging van koelwater bij debietverandering 40 4.5 Motordrive met constante V/f sturing 66 Doordat bij deze opstelling geen stroommeting voorhanden was, is het niet mogelijk de verliezen van de verschillende halfgeleiders te berekenen met de verliesberekeningsmethode uit vorige hoofdstukken. Het totaal verliesvermogen werd ingeschat uit de temperatuurverhoging bij vermindering van het koelwaterdebiet, dat opgemeten werd in figuur 4.26. Aan de hand hiervan kan het verliesvermogen van elke afzonderlijke halfgeleider ingeschat worden en aan het thermisch model aangelegd worden. Er werd verondersteld dat het verliesvermogen sinusoı̈daal verloopt. In figuur 4.27(a) werd ingezoomd op de temperatuur van een top IGBT en top diode gedurende enkele omwentelingen. Duidelijk is te zien hoe de temperatuur van de halfgeleiders mee met de motorsnelheid varieert. De output van de thermische simulatie is te zien in figuur 4.27(b). Hieruit blijkt de uitgang van het model redelijk goed overeen te komen met de metingen. Aangezien de temperatuurverhoging van het koelwater en van de halfgeleiders zeer klein is en vanwege de vele assumpties mag de absolute nauwkeurigheid niet overschat worden. Uit de praktische testen blijkt dat algemeen het model de werkelijkheid redelijk goed benadert. Omdat bij elke test telkens het probleem van verliesberekening van de individuele halfgeleiders en de temperatuurberekening samen voorkomen, is het moeilijk besluiten te trekken over de nauwkeurigheid van elk afzonderlijk onderdeel. 4.5 Motordrive met constante V/f sturing 67 Regimetemperatuurverloop van de high side IGBT en diode van brug 1 20 IGBT high side 1e brug Diode high side 1e brug Halfgeleidertemperatuur [°C] 19.5 19 18.5 18 17.5 17 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 Tijd [s] (a) Meting Simulatie regimetemperatuurverloop van de high side IGBT en diode van brug 1 20 IGBT High1 Diode High1 19.5 Temperatuur[°C] 19 18.5 18 17.5 17 16.5 16 10 10.5 11 11.5 12 12.5 13 13.5 14 14.5 15 Tijd [s] (b) Simulatie Figuur 4.27: Detail temperatuurverloop van 1 IGBT en zijn antiparallelle diode Hoofdstuk 5 Besluit In dit werk werd getracht een nieuwe methode te ontwikkelen om halfgeleidertemperaturen in compacte hoogvermogen invertoren in real-time te berekenen. Hierbij werden drie aspecten onderzocht: 1. Berekening van de verliezen van de halfgeleiders: In de literatuur werd gezocht naar de gangbare analytische methodes voor het berekenen van de verliezen die optreden bij schakelen en geleiden van vermogenhalfgeleiders. In de bestaande aanpak komt steeds terug dat de berekeningen vooraf en niet real-time gebeuren. Uit de praktijktests bleek dat het berekenen van de verliezen aan de hand van gegevens uit de datasheet redelijk goed klopt voor de geleidingsverliezen, maar niet voor de schakelverliezen. Dit is wellicht te wijten aan het feit dat de schakelverliezen afhankelijk zijn van het drivercircuit. Er werd getracht een berekening van de verliezen te maken met een SPICE simulatie. Een empirische model van een IGBT met antiparallelle diode werd opgesteld dat in staat is het schakelgedrag en de daarbij optredende verliezen van een IGBT te simuleren. De grootte van de schakelverliezen komt echter niet overeen met de waarden uit de datasheet. De convergentieproblemen van de simulatie in het geval van meerdere halve bruggen maken deze methode minder geschikt om verliezen te berekenen. 2. Berekening van de junctietemperaturen aan de hand van de verliezen: Een nieuwe aanpak voor de temperatuursberekening van de junctietemperaturen van halfgeleiders werd voorgesteld: een puntmodel. Dit puntmodel tracht met 68 HOOFDSTUK 5. BESLUIT 69 de principes van een eenvoudige FEM analyse een nauwkeuriger resultaat te bekomen dan de traditionele methodes van systeemidentificatie. Door de specifieke manier van uitrekenen heeft het model enkele duidelijke voordelen op gebied van de rekenkracht die nodig is om het model door te rekenen. Ook kan het model eenvoudig in real-time reageren op wisselende parameters, zoals verandering in koelwaterdebiet en -temperatuur, het wegvallen van het koelwater of het inbrengen van een referentiemeting. Bovendien is het model zeer intuı̈tief. Een koelblok werd ontworpen voor waterkoeling van IGBT-modules direct tegen de basisplaat van de module. Deze koelmethode blijkt uit metingen zeer effectief daar het thermische pad kort is. Dit koelblok werd met het puntmodel gesimuleerd en in werking getest met de praktische opstelling. Het puntmodel bleek goed in staat om de mutuele opwarming van de verschillende dicht bij elkaar opgestelde halfgeleiders in te schatten. 3. Ontwerp van een testopstelling om de modellen en het koelblok met realistische stroomwaarden te testen: Een testopstelling werd ontworpen en gebouwd om het koelblok en de IGBTmodules onder belasting te kunnen testen. Er werd een methode met bijbehorend regelschema opgesteld om de modules te testen bij hoge stromen zonder nood aan een krachtige voeding. Om de temperaturen binnenin de modules te meten werd een thermische camera gebruikt. De nodige voorzorgen om online temperaturen van halfgeleiders te meten met een thermische camera werden onderzocht. Tot slot worden enkele besluiten geformuleerd. Thermische problemen zijn zeer moeilijk nauwkeurig op te lossen. De thermische eigenschappen van verschillende materialen, vooral deze in de bovenste lagen, zijn niet goed gekend of moeilijk nauwkeurig te bepalen. Berekeningsformules voor stromingsmechanica hebben maar een beperkte nauwkeurigheid. De geometrie van de structuren binnenin de modules is ook niet altijd even goed gekend. Ook is de invloed van veroudering door voortdurende thermische stress op de laagstructuur binnenin de modules niet te verwaarlozen. Al deze factoren tonen aan dat een thermisch model steeds slechts een beperkte nauwkeurigheid kan hebben. 5.1 Suggesties voor verder onderzoek 70 Het nauwkeurig berekenen van de verliezen in elke halfgeleider bij elke werkingstoestand is niet eenvoudig. Tot hiertoe lijken de geleidingsverliezen in IGBT’s en diodes redelijk overeen te komen met de berekening via parameters uit de datasheet. Voor de schakelverliezen lijkt het verschil met de werkelijkheid echter groter. Dit is wellicht te verklaren door de sterke afhankelijkheid van de eigenschappen van het drivercircuit in deze verliezen. Ook zijn de parameters uit de datasheet aan de veilige kant. Doordat de berekening van de verliezen en het thermische probleem in tests moeilijk van elkaar los te koppelen zijn, is het moeilijk de nauwkeurigheid van de methode voor elk van deze 2 problemen apart te bepalen. Uit de eerste testen met het model blijkt dat het model goed in staat is de wederzijdse beı̈nvloeding van de verschillende halfgeleiders in te schatten. Uit de DC test bleek dat de berekende temperaturen van halfgeleiders, die op dat moment niet in geleiding waren, door het model redelijk goed benaderd worden. De nauwkeurigheid van de temperatuurberekening van de halfgeleiders in geleiding wijkt meer af van de simulatie. Het thermisch model is eenvoudig genoeg uitrekenbaar om in real-time door een target PC die ook de regelalgoritmes draait berekend te worden. Dit biedt perspectieven om het model in de toekomst effectief in een elektrisch voertuig te gebruiken. De methode van directe waterkoeling op de basisplaat van een IGBT-modules blijkt een zeer effectieve koelmethode te zijn. De opwarming van de individuele halfgeleiders blijft ver onder de maximaal toegelaten temperatuur bij belasting op hun nominale stroom. 5.1 Suggesties voor verder onderzoek Verder onderzoek zou kunnen gebeuren naar het nauwkeurig bepalen van de verliezen van elke halfgeleider tijdens werking. Ook met de temperatuurafhankelijkheid van de verliezen werd in dit werk geen rekening gehouden. Eens de verliezen nauwkeurig gekend, zouden beide problemen (de verliesberekening en het thermisch model) beter van elkaar losgekoppeld worden en zou de nauwkeurigheid van het model beter vergeleken kunnen worden met de werkelijkheid. Bibliografie [1] J. Van Den Keybus, Developement of a universial electric energy measurement and control platform for low-voltage grid-coupled applications is a deregulated electricity market, Ph.D. dissertation, Katholieke Univ. Leuven, Dec. 2003. [2] A. Van Den Bossche, Hydraulic servo actuators, cursus Servo systems en Industrial Robots, Appendix 1, versie 2010. [3] A. Van Den Bossche, H9 Thermal aspects, cursus Power electronics, versie 2011. [4] Vencislav Cekov Valchev, Alex Van den Bossche, Inductors and Transformers for Power Electronics, CRC Press 2005. [5] J.P. Holman, Heat transfer, Eight Edition, McGraw Hill Higher Education; 8th Revised edition edition (Jun 1 2001) [6] Knol, How to calculate pressure drop and friction losses in a pipe, Technical Articles about Pipe Pressure Drop Calculations [Internet], Versie 4, http://knol.google.com/k/d/how-to-calculate-pressure-drop-and/35e6sqhxsbdsg/2, jul. 2008. [7] R. Schnell, U. Schlapbach, Realistic benchmarking of IGBT-modules with the help of a fast and easy to use simulation-tool, PCIM proceedings 2004. [8] M. Ayadi, M. A. Fakhfakh, M. Ghariani, R. Neji, Electro-Thermal Simulation of a Three Phase Inverter with Cooling System, Journal of Modelling and Simulation of Systems (Vol.1-2010/Iss.3). [9] Z. Zhou, M. S. Khanniche, P. Igic, S. T. Kong, M. Towers and P. A. Mawby, A fast power loss calculation method for long real time thermal simulation of IGBT-modules for a three-phase inverter system, Int. J. Numer. Model. 2006. 71 BIBLIOGRAFIE 72 [10] M. Honsberg,T. Radke, Thermal Behaviour of Three-Level Trench Gate IGBTModules in PFC and PV Operation, Power Electronics Europe, Issue 1 2010, www.mitsubishielectric.de. [11] T. Kojima, Y. Yamada, M. Ciappa, M. Chiavarini, W. Fichtner, A novel Electrothermal Simulation Approach to Power IGBT-Modules for Automotive Traction Applications, R&D Review of Toyota CRDL Vol.39 No.4 [12] C. Yun, P. Malberti, M. Ciappa, and W. Fichtner, Thermal Component Model for Electrothermal Analysis of IGBT-Module Systems, IEEE Transactions on advanced packaging, Vol.24, No.3, aug 2001. [13] Paul Hills, The SPICE circuit simulator and models, V2.07 Jul 2004 [Internet], http://homepages.which.net/ paul.hills/Circuits/Spice/SpiceBody.html [14] TSSI, FLIR thermovisio a40-M + http://www.tssi.com.my/flir a 40mr.html Researcher specifications [Internet], [15] Xenics, Xenics Gobi 384 infrared thermography camera specifications [Internet], http://www.xenics.com/en/infrared camera/lwir infrared thermography camera/gobi - flir forward looking infrared camera uncooled microbolometer fpa.asp [16] IpInfrared, How do Infrared Cameras work? [Internet], http://www.ipiinfrared.com.au/start-here/how-do-infrared-cameras-work2 [17] Wikipedia, Microbolometer [Internet], http://en.wikipedia.org/wiki/Microbolometer Lijst van figuren 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 Spanningsval gedurende geleiding bij IGBT(links) en diode(rechts) . . . . . 3 In- en uitschakelverlies bij IGBT (Eon en Eoff) en diode (Err) . . . . . . . 3 Spanning en stroom gedurende geleiding (bovenaan) en verliesvermogen (onderaan) [1] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 Verloop van de junctietemperatuur gedurende de PWM cyclus [1] . . . . . 5 Transiënte thermische impedantie van junctie naar behuizing bij een FF600R7ME4 IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 Equivalent elektrisch circuit dat het thermisch probleem beschrijft. [11] . . 7 Fysisch model van een opamp unity gain buffer tegenover empirisch model Empirisch model van een IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Halve brug belast met RL keten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Halve brug belast met RL keten: stroomvorm . . . . . . . . . . . . . . . . Halve brug belast met RL keten: verliezen van de twee actieve halfgeleiders (Volt==Watt) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 Halve brug . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Binnenkant van een FF450R12ME4 halve brugmodule . . . . . . . . . . . Bonding van de IGBT’s en diodes aan de koperen basisplaat . . . . . . . Elektrisch puntmodel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vereenvoudigd elektrisch puntmodel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Vergelijking tussen de twee berekeningsmethodes . . . . . . . . . . . . . . Oplossen van het vereenvoudigd elektrisch puntmodel zonder capaciteit met iteratieve methode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.8 Schematische voorstelling van de matrices in Matlab . . . . . . . . . . . . 3.9 De 4 lagen voorgesteld als figuren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.10 De hotspot temperaturen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.11 Energiebalans van opgenomen en afgegeven vermogen . . . . . . . . . . . 73 9 10 12 12 13 . . . . . . 14 15 16 17 19 20 . . . . . 21 24 24 25 25 LIJST VAN FIGUREN 74 3.12 3.13 3.14 3.15 3.16 3.17 3.18 3.19 3.20 3.21 3.22 3.23 3D-tekening van het koelblok . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Temperatuurverschil i.f.v. het koelwaterdebiet bij maximum verliesvermogen Drukval i.f.v. de kanaaldiepte bij maximaal koelwaterdebiet . . . . . . . . Invloed van de diepte van de koelkanalen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Warmteoverdrachtcoëfficient in functie van koelwaterdebiet in kanaal . . . Tekening van de onderplaat van de IGBT-module met het koelblok . . . . IGBT-koelplaat en aluminium koelblok voorgesteld als 8 lagen punten . . . De temperatuurverdeling in de 8 lagen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Detail van de aluminium laag met het koelkanaal . . . . . . . . . . . . . . Temperaturen in het middelpunt van elke halfgeleider . . . . . . . . . . . . Uitgaande temperatuur van het koelwater . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ogenblikkelijk vermogen dat via het koelwater het kanaal verlaat . . . . . 26 27 28 29 31 32 32 33 34 34 35 35 4.1 4.2 4.3 4.4 4.5 Testopstelling met twee omvormers zonder gemonteerde camera . . . . . Testomvormer zonder IGBT-module gemonteerd . . . . . . . . . . . . . . FF450R12ME4 halve brug module in Enonodual verpakking . . . . . . . De gebruikte modules met bovendeksel verwijderd . . . . . . . . . . . . . Schematische voorstelling van de modules met nummering zoals in de simulaties . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . FLIR Thermovision A40−M thermische camera . . . . . . . . . . . . . . Xenics Gobi 384 thermische camera . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Werkingsprincipe van een microbolometer . . . . . . . . . . . . . . . . . CM75TJ-24F IBGT module met op de gellaag een druppel tippex . . . . CM75TJ-24F IBGT module met gellaag bovenop de halfgeleiders . . . . CM75TJ-24F IBGT module met een deel van de gellaag verwijderd. . . . IR beeld van CM75TJ-24F IBGT module met rechts een deel van de gellaag verwijderd. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Verschil tussen meting met gel en zonder gel . . . . . . . . . . . . . . . . Testopstelling voor grote IGBT-modules . . . . . . . . . . . . . . . . . . Werking van de testopstelling met twee halve bruggen . . . . . . . . . . . Matlab Simulink model dat de testinvertor en KEB drive aanstuurt . . . Matlab Simulink model PI regelaar met IIR Filter . . . . . . . . . . . . . Matlab model met twee samplerates: één voor het regelalgoritme en één voor de thermische simulatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Beeld van de module in de Xenics Xeneth software . . . . . . . . . . . . Stroomstap van 40A door een CM75TJ24F module. . . . . . . . . . . . . . . . . 37 38 40 41 . . . . . . . 42 43 44 45 46 47 48 . . . . . . 48 49 50 51 52 54 4.6 4.7 4.8 4.9 4.10 4.11 4.12 4.13 4.14 4.15 4.16 4.17 4.18 4.19 4.20 . 55 . 57 . 58 LIJST VAN FIGUREN 4.21 Stroomstap van 120A dutyratio 5% door een FF450R12ME4 module. . . 4.22 Maximum temperatuur in de module bij sinusvormige stroom van 60A en dutyratio 50% . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.23 Temperatuur bij sinusvormige stroom van 60A met variabele frequentie: 0.1-1-2-5-10-20Hz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.24 De module in de opstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.25 Overzichtsbeeld van het temperatuurverloop van de IGBT’s bij een debietverandering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.26 Temperatuurstijging van koelwater bij debietverandering . . . . . . . . . 4.27 Detail temperatuurverloop van 1 IGBT en zijn antiparallelle diode . . . . 75 . 61 . 62 . 63 . 64 . 65 . 65 . 67 Lijst van tabellen 4.1 4.2 CP U -load van de target PC met en zonder thermische simulatie . . . . . . 55 CM75TJ24F module belast met 65A met verschillende dutyratio . . . . . . 59 76
