De bipolaire tranistor als versterker

De bipolaire tranistor als versterker
De bipolaire transistor is een actieve elektronische halfgeleidercomponent. Meestal noemt
men de bipolaire transistor kortweg transistor. Er bestaan ook andere soorten transistoren
zoals JFet, Mosfet enz.
De transistor werd ontdekt in 1947 door Bardeen, Brattain en Shockley, die hiervoor in 1956
de Nobelprijs ontvingen.
Een transistor bekomt men door de aaneenschakeling van drie halfgeleiderzones. Er
ontstaan bijgevolg twee mogelijke combinaties: PNP-transistoren en NPN-transistoren.
Fig 1:symbool, diode model en halfgeleideropbouw van PNP en NPN transistor
In fig 1 ziet u het symbool, diodemodel en halfgeleider opbouw van de transistor.
Let wel, het diodemodel is enkel een model dat vooral praktisch is bij het doormeten van
transistoren met een ohmmeter. Men kan geen transistor bouwen door twee dioden met
elkaar te verbinden. De werking van de transistor berust immers op het transistor effect, dit
is het wegvallen van de tussenlaag (basis) bij het in geleiding brengen van de be junctie.
Hiervoor moet de basislaag zeer dun zijn, en geïntegreerd zijn tussen de c-e lagen. Dit is
absoluut het geval niet bij aaneenschakeling van dioden.
Transistorschakelingen
1/13
LM
Voor de werking van het transistoreffect verwijs ik naar uw cursus van elektronica en naar
volgende links:
http://www.tesd.de/Produkte/Halbleiter/
http://www.mtmi.vu.lt/pfk/funkc_dariniai/transistor/bipolar_transistor.htm#top
In wat volgt bekijken we enkele praktische schakelingen en toepassingen, de werking van de
transistor dient hiervoor gekend te zijn. We maken enkele vereenvoudigingen waardoor het
zonder al te veel rekenwerk mogelijk is de instelling van de transistor te achterhalen.
Uitmeten van een transistor
Om de transistor uit te meten met de ohmmeter moeten we in totaal zes metingen doen..
•
Twee metingen met een klem van het meettoestel aan de basis (bvb rode klem aan
de basis) en vervolgens zwarte klem aan collector en emitter.
•
Vervolgens twee metingen met de andere klem aan de basis (bvb de zwarte).
•
Als laatste twee metingen tussen collector en emitter.
Let er op dat sommige meettoestellen werken met omgekeerde polariteit!
Opdrachten:
1. Som twee methodes op om na te gaan of uw meettoestel omgekeerde polariteit
heeft.
2. Ga na wat het verschil is tussen de meetspanning in de stand diode en de overige
weerstandstanden. Verklaar het verschil.
3. Stel een tabel op met de metingen op een PNP transistor (meettoestel met
omgekeerde polariteit.
Transistorschakelingen
2/13
LM
De bipolaire tranistor als signaalversterker
Willen we met een transistor een signaal versterken dan zullen we steeds een klem van de
transistor gemeenschappelijk moeten nemen voor in – en uitgang. Een versterker is immers
een vierpool, een transistor een driepool.
Naargelang de aansluitklem van de transistor die gemeenschappelijk genomen wordt voor
in- en uitgang onderscheiden we drie schakelingen:
•
•
•
GES of gemeenschappelijke emitterschakeling
GCS of gemeenschappelijke collectorschakeling ook wel emittervolger genoemd
GBS of gemeenschappelijke basisschakeling
fig.1: drie basisschakelingen van de transistor
GES
GBS
GCS
Au
ja
ja
1X
Ai
ja
1x
ja
Ap
Groot Au.Ai
gemiddeld
gemiddeld
Zin
gemiddeld
laag
hoog
Zuit
gemiddeld
gemiddeld
laag
De GES is de meest voorkomende schakeling.
De GCS wordt omwille van zijn grote ingangsweerstand en lage uitgangsweerstand als
buffer gebruikt.
De GBS vindt men vooral in HF schakelingen alsook in schakelingen die een lage
ingangsimpedantie vereisen (bvb voorversterker voor een moving coil pickup element) terug.
Opdracht:
Zoek zelf naar meer info over de twee verschillende elementen gebruikt bij platendraaiers,
moving coil en moving magnet.
Zoek naar voorbeeldschema’s met de drie configuraties
Transistorschakelingen
3/13
LM
Transistor als versterker in GES
Veronderstel: volgende schakeling:
Fig. 2: GES zonder DC instelling op de basis
Bekijken we de werking, dan stellen we vast dat enkel ingangsignalen vanaf ongeveer 0,6V
kunnen versterkt worden. Dit betekent dat, indien we een sinusvormig signaal willen
versterken enkel de positieve toppen zouden versterkt worden. Bovendien is de
karakteristiek bij het net in geleiding komen van de transistor niet lineair, wat voor
bijkomende vervorming zou zorgen.
Ga bovenstaande redenering na op de simulatie.
http://www.mtmi.vu.lt/pfk/funkc_dariniai/transistor/bipolar_transistor.htm#top
Ga dit eveneens na op onderstaande 4 kwadrantengrafiek.
fig. 3: 4-kwadranten karakteristiek van een transistor
Transistorschakelingen
4/13
LM
Om de tranistor goed te laten functioneren, zodat ook kleinere signalen dan 0,6V en
negatieve signalen kunnen versterkt worden moeten we aan de basis een zekere
voorspanning aanleggen zodat er een ruststroom (instelstroom) IB vloeit De transistor komt
nu in het lineaire gedeelte van zijn IB/UBE karakteristiek.
Hierdoor ontstaat in rust eveneens een stroom
IC = IB.HFE
en zal over de weerstand RC een spanning URC ontstaan
URC= IC.RC.
De spanning UCE = UV-URC
De spanning URC nemen bij voorkeur gelijk aan de halve voedingsspanning. Hierdoor is UCE
eveneens gelijk aan de halve voedingsspanning, waardoor, als we een wisselend signaal
willen versterken de uitgangsspanning evenveel kan toenemen als afnemen.
Om de transistor in te stellen hebben we dus een zekere voorspanning nodig op de basis,
we kunnen deze betrekken uit een aparte bron en komen dan tot onderstaand schema.
fig. 4: GES met DC bron voor instellen basisruststroom
Opdracht:
Ga in de 4-kwadrantengrafiek na hoe groot Uinstel moet zijn als we UV= 8V. We wensen UCE =
1/2UV. We nemen RC = 10KΩ. Tip: teken hiervoor de belastingslijn.
Uiteraard zit men bij bovenstaand ontwerp verveeld met een tweede bron voor de instelling
van de basisstroom, iets wat we liever vermijden.
Praktisch kunnen we dit oplossen door volgend schema:
Transistorschakelingen
5/13
LM
fig. 5: GES met basisinstelweerstand naar de voeding
De condensator C1 is een koppelcondensator die de signaalspanning van de
wisselspanningsbron superponeert op de DC instelspanning opgebouwd door RB.
Zonder de koppelcondensator zou de DC spanning op de basis kortgesloten worden door de
signaalbron (een ideale wisselspanningsbron is immers een kortsluiting voor gelijkspanning
en omgekeerd).
De koppelcondensator C2 zorgt ervoor dat de DC instelspanning (=1/2 UV) op de collector
niet doorgegeven wordt naar de uitgang. uuit is dus enkel het versterkte
wisselspanningsignaal uin zonder DC-component.
Berekeningen:
Geg:
Bvb BC547: We stellen IC in op een stroom van 1mA en nemen we aan HFE = 200
De voeding = 10V, we wensen UCE = 5V (halve voedingsspanning) dus zal URC= 5V
Gevr: RB
Opl:
RC =
URC
5V
=
= 5K , we nemen E12 =4 K 7
IC
1mA
IB =
IC
1mA
=
= 5 µA
H FE 200
U RB = U V − U = BE = 10V − 0,6V = 9,4V
RB =
U RB 9,4V
=
= 1,88MΩ
IB
5 µA
E12 1,8MΩ
Nadeel: De DC instelling van de transistor is sterk afhankelijk van de HFE , dus van de
gekozen transistor. Deze kan zelfs bij éénzelfde type sterk schommelen. Men kan een
kleinere speling hebben op HFE door voor een geselecteerd type transistor te kiezen, bvb
Transistorschakelingen
6/13
LM
BC547b ipv een gewone BC547
Bovendien is de temperatuurstabiliteit van de schakeling niet goed.
Immers, we weten dat de doorlaatspanning van een diode afneemt met 2mV per °C.
Als de t° ↑ -> UBE ↓ -> IB↑ -> IC↑ ->t° transistor ↑ met toenemende IC -> UBE ↓
We hebben dus een vicieuze cirkel.
In de praktijk wordt deze schakeling niet of weinig toegepast.
Een betere oplossing is onderstaande schakeling:
fig. 6: GES met basisinstelweerstand naar de collector
Rekenen we even na met dezelfde gegevens als hierboven:
Geg:
I C = 1mA
U V = 10V
H FE = 200
Gevr:
RB
Opl:
Omwille van de maximale uitgangsspanningszwaai nemen we terug UCE= ½ U V
Transistorschakelingen
7/13
LM
U RC = U CE =
RC =
UV 10V
=
= 5V
2
2
U RC
5V
=
= 5 K = 4 K 7 E12
IC
1mA
U RB = U CE − U BE = 5V − 0,6V = 4,4V
IB =
IC
1mA
=
= 5µA
HFE 200
RB =
U RB 4,4V
=
= 0,88MΩ = 820 KΩ E12
IB
5µA
Deze schakeling heeft wel een betere t° stabiliteit .
Als de t° ↑ -> UBE ↓ -> IB↑ -> IC↑ -> URC↑ -> UCE↓ -> de transistor krijgt minder
basisspanning teruggekoppeld dus zal IB↓
Er is dus een stabiliserend effect voor wat betreft de temperatuursinstelling.
De DC instelling is nog steeds sterk afhankelijk van HFE
Om het probleem van de afhankelijkheid van de DC instelling door HFE weg te werken komen
we tot de laatste schakeling:
fig. 7: GES met 2 basisinstelweerstanden en emitterweerstand
Berekenen we bovenstaande schakeling met enkele vereenvoudigingen.
We kiezen R1en R2 zo dat de stroom IP door deze weerstanden minstens 10 a 20 keer groter
is dan de verwachte basisstroom. Hierdoor kunnen we de basisstroom verwaarlozen
waardoor we de spanningsdeler rond R1 en R2 kunnen berekenen als een onbelaste
spanningsdeler.
De spanning over de weerstand R2 is dan:
Transistorschakelingen
8/13
LM
U R 2 = UV ⋅
R2
R1 + R2
De spanning over de emitterweerstand RE is dan
U RE = U R 2 − U BE
De emitterstroom is dan:
I RE =
U RE
RE
Aangezien we de basisstroom verwaarlozen kunnen we bij deze benaderende berekening
komen tot:
I C = I E = I RE
en dus is URC
U RC = I E .RC
De spanning UC is dan:
U C = U V − U Rc
voor wisselspanning is uuit= uC= -uRc (gelijkspanningsbron UV is immers voor AC een
kortsluiting)
Bekijken we de spanningsversterking.
Doordat de basis-emitter junctie in doorlaat staat is de wisselstroomweerstand (dynamische
weerstand) van deze diode zeer klein. Bijgevolg is het wisselspanningsignaal op de emitter
gelijk aan het wisselspanningsignaal op de basis (let wel: er staat een DC spanning van
ongeveer 0,6V over deze junctie).
De wisselstroom door de weerstand RE is bij een goede keuze C1 te schrijven als:
iE =
U in
RE
Stellen we de collectorstroom terug gelijk aan de emitterstroom dan wordt de wisselspanning
over RC
u RC = ie .RC en uuit = −u RC
De spanningsversterking Au is dan
uuit − u RC − ie.RC
R
=
=
= − C (het “- teken” geeft de fase draaiing aan)
uin
u RE
ie.RE
RE
Transistorschakelingen
9/13
LM
Ontkoppelen we RE met een ontkoppelcondensator CE dan word de wisselstroom ie uiteraard
groter (RE wordt immers kortgesloten voor wisselspanning) waardoor de versterking
toeneemt. Bovenstaande formule is dan uiteraard niet meer geldig. De versterking stijgt, de
ingangsimpedantie daalt.
fig. 8: GES met 2 basisinstelweerstanden ,emitterweerstand en ontkoppelcondensator
De versterking is dan bij benadering:
ib =
U in
met hie de ingangsimpedantie van de transistor (h parameter)
hie
de emitterstroom is dan
ie = ib .h fe
de uitgangsspanning is:
uuit = uC = −u RC = −ie .RC = −ib .h fe .RC = −
uin
.h fe .RC
hie
uit de bovenstaande formule leiden dan we de versterking af
Au =
uuit
R
= −h fe C
uin
hie
Stellen we het wisselstroom schema op dan zien we dat:
Z in = R1 // R2 // hie
zonder ontkoppelcondensator is dit
Z in = R1 // R2 // hie + hfe.RE
De laatste factor hfe.RE zal in het algemeen veel groter zijn dan R1//R2 waardoor we hfe.RE
kunnen verwaarlozen en stellen dat bij benadering Zin = R1//R2.
Transistorschakelingen
10/13
LM
Keuze van koppel en ontkoppelcondensatoren.
De koppelcondensator C1 staat in serie met de ingangsweerstand van de schakeling
waardoor een hoog-doorlaat filter gevormd wordt met een kantelfrequentie
fg =
1
2πRC1
R is nu echter de ingangsimpedantie dus:
fg =
1
2πZ in C1
Willen we niet te veel terugval bij de lage frequenties dan zullen we ervoor zorgen dat
de reactantie van de condensator maximum 1/10 van de ingangsweerstand
bedraagt.
We berekenen XC
XC ≤
1
1
Z in
en X C =
⇒C ≥
Z
10
2πfc
2πf in
10
Dezelfde redenering kunnen we volgen voor de koppelcondensator aan de uitgang.
Deze staat immers in serie met de belastingsweerstand RB(ingangsweerstand van de
volgende trap)
Uiteraard moet ook Xce aan deze regel voldoen. We kieze dus XCE =1/10 à 1/20 RE
Transistorschakelingen
11/13
LM
Opgave
gegeven: onderstaande schakeling.
BC547 uit ebipolar
R1
82K
RC
10k
uit
C1
10u
C2
10u
Q1
in
V
V1
12Vdc
BC547C
RB
VOFF = 0V
V2
47K
VAMPL = 0.1V
FREQ = 1000
R2
10K
RE
1k
0
Reken alle DC spanningen en de spanningsversterking uit met de methode
van hierboven
Teken en simuleer onderstaande schakeling.
Controleer alle DC spanningen en de versterking in de simulatie en vergelijk
met de berekende waarden.
Bepaal Zin door simulatie (plaats hiervoor een weerstand in serie met de bron)
en bereken Zin met behulp van de spanning van de bron, de spanning over de
serieweerstand en de spanning over de ingang
Ga na of C1 en C2 groot genoeg zijn voor de laagste hoorbare frequentie.
Controleer dit ook in de simulatie.
Bereken een ontkoppelcondensator over RE. En plaats deze bij in de
simulatie. Wat gebeurt er met de versterking? Wat gebeurt er met Zin?
Transistorschakelingen
12/13
LM
Voorbeeld van een GCS of emittervolger
R1
100K
Q1
Q2N2222
VOFF = 0V
emk
Ruit_bron
1k
C1
1u
C2
12V
Uit
VAMPL = 1V
FREQ = 1000
V3
R2
100K
V4
R3
470
100u
Rbel
10K
0
fig. 8: GCS of emittervolger
De ingangsweerstand van bovenstaande schakeling is ongeveer 50K (R1//R2). De
uitgangsweerstand zal ongeveer 470Ω (R3) bedragen. De emittervolger is bij uitstek
geschikt als impedantieomvormer. Er is een hoge ingangsweerstand (dus geen
belasting voor de voorgaande trap) en lage uitgangsweerstand (kan dus voldoende
stroom leveren aan de volgende trap).
Meer info:
http://en.wikipedia.org/wiki/Emitter_follower
Voorbeeld van een GBS
De GBS zal door zijn lage ingangsweerstand voornamelijk gebruikt worden voor het
versterken van laagohmige bronnen (bvb moving coil) element. Doordat deze schakeling
een lagere ingangscapaciteit heeft dan een GES wordt deze ook gebruikt bij HF
toepassingen.
fig. 8: voorbeeld van een praktische GBS
meer info: http://en.wikipedia.org/wiki/Common_base
Transistorschakelingen
13/13
LM