BLDC - Faculteit Industriële Ingenieurswetenschappen

FACULTEIT INDUSTRIELE
INGENIEURSWETENSCHAPPEN
TECHNOLOGIECAMPUS GENT
Ontwerp en realisatie van
een driefasige brushless DC
(BLDC) motorsturing
voor een e-step
Arne SPIESSENS
Promotor:
Prof. dr. ir. Jan Cappelle
Masterproef ingediend tot het behalen van
de graad van master of Science in de
industriële wetenschappen: energie
Academiejaar 2016 - 2017
c Copyright KU Leuven
Zonder voorafgaande schriftelijke toestemming van zowel de promotor(en) als de auteur(s) is overnemen, kopiëren, gebruiken of realiseren van deze uitgave of gedeelten ervan verboden. Voor
aanvragen i.v.m. het overnemen en/of gebruik en/of realisatie van gedeelten uit deze publicatie,
kan u zich richten tot KU Leuven Technologiecampus Gent, Gebroeders De Smetstraat 1, B-9000
Gent, +32 92 65 86 10 of via e-mail [email protected].
Voorafgaande schriftelijke toestemming van de promotor(en) is eveneens vereist voor het aanwenden van de in deze masterproef beschreven (originele) methoden, producten, schakelingen
en programma’s voor industrieel of commercieel nut en voor de inzending van deze publicatie ter
deelname aan wetenschappelijke prijzen of wedstrijden.
Dankwoord
Deze master thesis is het sluitstuk van een vooruitstrevende opleiding. Ik blik dan ook terug op vier
verrijkende jaren die mij enorm veel kennis en ervaring gegeven hebben.
Voor deze masterproef gaat mijn dank uit naar mijn promotor prof. dr. Jan Cappelle, bij wie ik
terecht kon voor de nodige feedback. Ook prof. Huyck en prof. De Saffel wil ik speciale dank
verlenen voor hun praktische expertise en het ter beschikking stellen van materiaal.
Ook zou ik Maarten De Vriendt, Lennert Pots en Robin De Pauw willen bedanken, zonder hun
interesse en toewijding was dit project nooit tot stand gekomen.
Arne Spiessens
Gent
mei 2017
iii
Abstract
In deze master thesis wordt een design en praktische uitvoering van een driefasige brushless DC
(BLDC) motorsturing voorgesteld voor een e-step. Een belangrijke vereiste voor de e-step is een
licht gewicht, wat resulteert in een compacte controller met minimale nood aan koeling. Aan de
hand van een antidiefstalsysteem moet de motor blokkeerbaar zijn. De motorcontrole is specifiek
gericht op een 250W BLDC motor met Hall effect sensoren. Door de Hall sensoren wordt een groot
startkoppel bereikt en draait de motor vloeiend bij lage snelheden. De controller is specifiek gericht
op een maximale continue voedingsspanning van 36V. Het resultaat is een veilige motorsturing die
robuust, gemakkelijk te integreren is en vlot met hoge piekstromen overweg kan.
Zowel de theoretische als de praktische kant wordt uitvoerig beschreven. De aandrijving gebeurt
door middel van een sturings− en een vermogensprint. Het design is duidelijk en gemakkelijk te
begrijpen. De keuze van de sturings− en vermogenselektronica wordt besproken. De sturingsprint
is gebaseerd rondom een professionele controlechip van Motorola (MC33035). Deze chip neemt
de taak van commutatiesequenties op zich aan de hand van Hall-sensorpositie. De chip bevat
ook noodzakelijke geı̈ntegreerde functies zoals cycle-by-cycle stroomlimitatie, undervoltage lockout, dynamisch remmen en meerdere.
Samen met een tweede chip (MC33039) wordt closed loop snelheidscontrole bereikt. Zo is de
implementatie van een tachometer niet nodig. De vermogensoverdracht is PWM gestuurd en gecontroleerd via een gashendel - potentiometer. Op de vermogensprint worden de stuursignalen
via MOSFET drivers aan de nodige MOSFET gates aangelegd om zo de juiste wikkelingen te bekrachtigen.
Tot slot worden de testresultaten besproken en vergeleken met de verwachtingen. De voorgekomen problemen en mogelijke verbeteringen worden aangekaart. Een kostenevaluatie wordt gemaakt en gestaafd aan het marktaanbod van huidige controllers.
Trefwoorden: Brushless DC motor, motorcontrole, E-Step, Hub motor, driefasige inverter, MOSFET
iv
v
WOORDENLIJST
BLDC Brushless DC
TEMK Tegen elektromagnetische kracht
PCB Printed Circuit Board
CAD Computer-aided Design
IGBT Insulated-gate bipolar transistor
MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
PWM Pulse-width modulation
ELCO Elektrolytische condensator
IC Integrated Circuit
BMS Battery Management System
THD Total Harmonic Distortion
RMS Root Mean Square
ESR Equivalent Series Resistance
Inhoudsopgave
1 De e-step
1
1.1 Over het e-step project . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2
1.2 Welk soort voertuig is de e-step?
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
1.3 Vereisten voor de e-step . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
1.4 Vereisten voor de motorsturing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6
1.5 Aanpassing bestaande controller of realisatie eigen controller
. . . . . . . . . . . .
6
1.6 Aanpak . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7
1.7 Opbouw thesis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7
2 BLDC motorcontrole in theorie
8
2.1 Brushless DC motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
2.2 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.3 Driefasige MOSFET inverter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3.1 MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.3.2 Dode tijd
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2.3.3 DC-bus condensator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
2.4 Sturing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.1 Hall-effect sensor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.2 Pulse-Width Modulation (PWM)
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.5 Unipolaire PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.6 Bipolaire PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2.7 MOSFET gate driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
2.7.1 Bootstrap techniek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
2.7.2 Floating power supply
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
2.8 Regeneratief remmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.9 Snelheidsregeling
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3 BLDC motorcontrole in praktijk
25
3.1 Motorkeuze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
3.1.1 Brushless DC vs. brushed DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
3.1.2 Hall sensorgestuurd vs. TEMK sturing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
vi
INHOUDSOPGAVE
vii
3.1.3 Trapezoı̈dale vs. sinusoı̈dale controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
3.1.4 Vermogen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.1.5 Hub motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.1.6 Voorwiel - en/of achterwielaandrijving . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
3.2 Batterijkeuze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
3.3 Selectie van de sturingselektronica
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
3.3.1 Keuze microcontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
3.4 Selectie van de vermogenselektronica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
3.4.1 MOSFET of IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
3.4.2 MOSFET selectie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
3.4.3 MOSFET driver selectie
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
3.5 Extra uitleg bij PWM-regeling MC33035 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.6 Energierecuperatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.7 Limietsnelheid . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.8 Buck converter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
3.9 Antidiefstalsysteem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
4 Prototype: PCB design
39
4.1 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4.2 Stuurcircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
4.3 Vermogenscircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.4 Shuntweerstanden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.5 Inverteerprint . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.6 Minimalisatie parasitaire inductanties . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
4.7 Koeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
5 Testen en resultaten
47
5.1 Overzicht . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
5.2 Fasestromen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
5.3 Spanningen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
5.3.1 Zaagtand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
5.3.2 Gate signalen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
5.4 Temperatuuranalyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
5.5 Probleemanalyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
5.5.1 Spanningstransiënten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
5.5.2 Snelheidsregeling lukt slechts binnen bepaald bereik . . . . . . . . . . . . . 55
5.6 Mogelijke verbeteringen voor het finaal design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
6 Kostencalculatie
57
6.1 Kostencalculatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
INHOUDSOPGAVE
viii
6.1.1 PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
6.1.2 Koelplaat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
6.1.3 DC/DC converter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
6.2 Oordeel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
6.3 Marktaanbod en conclusie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
7 Conclusie
60
A EagleCAD schema’s
63
B Afbeeldingen van het resultaat
68
C Poster
69
Lijst van figuren
1.1 Voorbeeld van een e-step - Foto: Razor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1
1.2 Principe van de controllerfunctie voor een BLDC motor . . . . . . . . . . . . . . . .
6
2.1 Brushless DC motor (1 poolpaar) - Foto: Texas Instruments Incorporated
9
. . . . . .
2.2 Equivalent schema van een BLDC motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.3 Ideale koppel - toerental karakteristiek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.4 Basisschema voor BLDC motorcontrole . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.5 Schema van een driefasige MOSFET inverterbrug
. . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.6 Ideale TEMK en fasestromen in een BLDC motor [19] . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.7 Stroomverdeling stadium 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
2.8 Interne doping voor een n-kanaal Power MOSFET [14] . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.9 Kanaalweerstand (Rds(on) ) vs. gate-source spanning (Vgs ) voor IRFB7546 [11] . . . 15
2.10 Dode tijd . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2.11 Principe van een Hall-effect sensor [23] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.12 Commutatietabel van Hall-effect sensoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.13 Het principe van Pulse-Width Modulation voor een MOSFET . . . . . . . . . . . . . 18
2.14 Harmonischen unipolaire PWM
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.15 Harmonischen bipolaire PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2.16 Het principe van unipolaire en bipolaire PWM voor stadium 1 . . . . . . . . . . . . . 19
2.17 Schema van een dual input MOSFET driver volgens het bootstrap principe
. . . . . 20
2.18 Input en output timing diagram - IRS2106 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
2.19 Bootstrap techniek [26] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
2.20 Floating supply techniek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.21 Principe van de boost schakeling
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.22 Boost schakeling in de inverter - stroomrichting . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.23 PWM controle van de MOSFETs met ideale TEMK en fasestromen bij energierecuperatie [32] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
2.24 PI closed loop snelheidsregeling Foto: Digikey
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3.1 Trapezoı̈daal systeem met koppelrimpel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.2 MC33035 [10]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
ix
LIJST VAN FIGUREN
3.3 MC33035 [10]
x
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
3.4 MC33039 [5] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
3.5 Resultaat top signalen inverteren
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
3.6 IRS2106 / Schakelgolfvormen IRS2106 [IRS] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
3.7 Pulse width modulatie MC33035 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.8 PWM-techniek MC33035 [10] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.9 Motor blokkage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
4.1 Prototype - symbolisch voorgesteld . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4.2 Stuurprint . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
4.3 Vermogensprint . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.4 Twee parallele shuntweerstanden met RC-filter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.5 RC-filter [10] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.6 Inverteercircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.7 Inverteercircuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.8 Multi layer PCB [15]
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
4.9 Koelvinnen gemonteerd op de zes MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
5.1 Testopstelling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
5.2 Fasestroom (fase A) bij onbelaste motor - 10mV/A
. . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
5.3 Fasestroom (fase A) bij onbelaste motor - 10mV/A
. . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
5.4 Zaagtand frequentie MC33035 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
5.5 Bottom MOSFET gate stijgtijd en daaltijd . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
5.6 Temperatuuranalyse zonder koelvinnen en geen belasting na 30 sec.
. . . . . . . . 51
5.7 Temperatuuranalyse zonder koelvinnen en geen belasting na 30 sec.
. . . . . . . . 52
5.8 Temperatuuranalyse met koelvinnen en motorbelasting na 10 minuten . . . . . . . . 52
5.9 Temperatuuranalyse met koelvinnen en motorbelasting na 10 minuten . . . . . . . . 52
5.10 Overspanningsbeveiliging door middel van een zenerdiode / Zenerdiode karakteristiek 54
5.11 PWM output pin Bb binnen regelbereik / buiten regelbereik . . . . . . . . . . . . . . 55
5.12 PWM output MC33039 / Spanning op pin 12 na RC filter . . . . . . . . . . . . . . . 55
A.1 Sturingscircuit - schema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
A.2 Sturingscircuit - PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65
A.3 Vermogencircuit - schema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
A.4 Vermogencircuit - PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
B.1 Sturingsprint / BLDC hubmotor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
B.2 Foto van het geheel / Vermogensprint . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
C.1 Poster . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
Lijst van tabellen
3.1 BLDC motorparameters in ster configuratie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.2 Parameters MOSFET - International Rectifier - IRFB7546PBF . . . . . . . . . . . . 33
3.3 Parameters MOSFET driver IRS2106 [IRS] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
3.4 Parameters diode MUR120 [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
6.1 Kostencalculatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
xi
Hoofdstuk 1
De e-step
Na de omschakeling naar elektrische aandrijving voor het massatransport is nu het individueel
transport aan de beurt. Bedrijven innoveren op allerlei mogelijke manieren om elektrificatie van rijwielen aantrekkelijk te maken. Door deze trend van electromobility verschijnen veel vernieuwende
vervoersmiddelen op de markt. Naast de al ingeburgerde e-bikes komen ook andere elektrische
voertuigen op zoals e-scooters, e-steps, electric skateboards, e-trikes, hoverboards, unicycles en
dergelijke meer. In deze masterproef wordt onderzoek gevoerd naar de e-step, meer bepaald naar
de elektrische aandrijving.
De e-step is een elektrisch aangedreven tweewieler die het privaat transport van een persoon
voorziet. De e-step wordt doelgericht ontwikkeld met de pendelaar als voornaamste publiek. Voor
hen kan de e-step kan gepresenteerd worden als een alternatief voor de plooifiets met als troeven
een licht gewicht, compactheid en een stille elektrische motor voor smart mobility. Zo is de e-step
een groen alternatief voor jong en oud.
De e-step heeft zeer veel potentieel dat nog niet volledig ontplooid is. Men ziet ze zelden in het
straatbeeld. De oorzaak is niet ver te zoeken, kostprijs en gewicht zijn de grootste redenen waarom
de e-step nog niet is ingeburgerd. Ook wettelijke onduidelijkheden spelen een rol.
Figuur 1.1: Voorbeeld van een e-step - Foto: Razor
1
1 De e-step
1.1
2
Over het e-step project
Samen met drie medestudenten wordt gewerkt aan de realisatie van een step, aangedreven door
een elektrische motor. De bedoeling is om een licht, goedkoop en veilig vervoersmiddel te creëren
dat moet instaan voor het transport van een persoon, met een zo groot mogelijk rijbereik (>10km).
Ideaal voor pendelaars die de e-step gemakkelijk op de trein mee kunnen nemen als alternatief
voor een plooifiets.
Voor dit project werken vier studenten industriële wetenschappen samen waarvan elk een apart
stuk uitwerkt dat samen een geheel vormt.
• Als masterstudent energie elektrotechniek sta ik in voor de aandrijving van de elektrische
motor en het controleren van de gewenste snelheid. De motorcontrole wordt in deze masterthesis in detail zowel theoretisch als praktisch uitgewerkt.
• Een student elektronica-ICT werkt het volledige Battery Management System (BMS) uit dat
in het voetstuk van de e-step komt samen met de controller. De BMS staat in voor het
correct en veilig ont- en opladen van de Lithium batterij. Ook de staat van de batterij wordt
gemonitord aan de hand van Coulomb counting.
• Een tweede student elektronica-ICT ontwerpt en maakt een antidiefstalsysteem aan de hand
van GPS tracking in een handige smartphone applicatie. De motor moet zo blokkeerbaar
worden bij geval van diefstal. De user interface beschikt ook over updates van de batterijcapaciteit en locatie.
• Een student elektromechanica werkt aan de optimalisatie van het voetstuk, het laag gewicht
en productie in grote aantallen. Een maximale draagkracht van 100 kg op het voetstuk is
een goeie richtlijn.
1 De e-step
1.2
3
Welk soort voertuig is de e-step?
Om de vereisten voor de e-step te kunnen definiëren, moet eerst geweten zijn welk soort voertuig
de e-step eigenlijk is.
De e-step valt in twee categorieën naargelang de maximale snelheid [22].
• Voortbewegingstoestel:
Artikel 2.15.2 uit het verkeersreglement: ”een voortbewegingstoestel is ofwel een niet-gemotoriseerd
voortbewegingstoestel [...] ofwel een gemotoriseerd voortbewegingstoestel, dit wil zeggen
elk motorvoertuig met één of meer wielen met een door de constructie bepaalde maximumsnelheid van 18 km per uur”.
• Bromfiets klasse A:
Artikel 2.17.1 uit het verkeersreglement: ”elk twee- of driewielig voertuig uitgerust met een
motor met inwendige verbranding [...] met een elektrische motor met een nominaal continu
maximumvermogen van ten hoogste 4 kW en met een door de constructie bepaalde maximumsnelheid van 25 km per uur, met uitsluiting van de gemotoriseerde voortbewegingstoestellen.”
Indien we de e-step een limietsnelheid van 25 km/h geven, wordt deze gezien als bromfiets
klasse A. Deze voertuigen moeten ingeschreven worden waardoor een nummerplaat en een
verzekering verplicht is. Een rijbewijs is niet verplicht.
Aangezien de e-step concurreert met de plooifiets, waarvoor geen verzekering en inschrijving nodig is, mag de e-step deze verplichting ook niet met zich meebrengen. Het doelpubliek zou de keuze naar een plooifiets sneller maken en de e-step laten voor wat het
is. Daarom wordt gekozen om de snelheid te limiteren tot 18 km/h waardoor de e-step beschouwd wordt als een voortbewegingstoestel. Dit is zonder twijfel het interessantst voor
een breed publiek.
1.3
Vereisten voor de e-step
De e-step wordt hier gezien als voortbewegingstoestel en moet dus aan enkele basisvereisten
voldoen waardoor hij competitief wordt met andere alternatieven op de markt.
Gashendel
De e-step in deze masterproef richt zich op een snelheid tot maximum 18 km/h, bediend door een
gashendel. Dit is relevant aangezien er kan geopteerd worden om de step zonder gashendel uit te
voeren, zoals bij de befaamde pedelecs waarbij de motor een ondersteuning biedt voor de spierkracht. Hier kan de motor ook een ondersteunend koppel geven als de gebruiker zich afduwt met
zijn voet. Toch wordt gekozen voor een gashendel waarmee de gebruiker zijn gewenste snelheid
kan regelen.
1 De e-step
4
Gewicht
Aangezien de e-step in dit project gericht is op de pendelaar moet het gewicht zo laag mogelijk
liggen, er wordt een gewicht lager dan 10 kg voor ogen gehouden. Zo kan men de compacte estep meenemen op het openbaar vervoer, op kantoor, naar de les... Toch moet de e-step robuust
blijven. Dimensies en materiaalkeuze moeten dus goed afgewogen worden. Daarnaast moet de
e-step ook plooibaar zijn.
Op de markt zijn ook e-steps te vinden waarbij het gewicht zeer hoog ligt. Deze zijn niet bedoeld
voor pendelaars en zijn puur gericht op verplaatsing aan hoge snelheid over de openbare weg.
Benodigd koppel
Een hoog startkoppel is noodzakelijk om een gecontroleerde acceleratie te verkrijgen. Er moet
genoeg koppel ter beschikking zijn om uit oneffenheden in de weg te kunnen starten.
Stel dat een e-step (10kg) en een persoon (80kg) wordt versneld tot 18km/h (5m/s) in 8s. De
versnelling is dan 0,625m/s2 . De versnelling gebeurt vanop een droog wegdek, de statische wrijvingscoefficient tussen rubber en asfalt is ongeveer 0,8. [13] De motordiameter bedraagt 20,36
cm.
∑ F = m · a = Fα − Fwri jving,st
Fwri jving,st = µw,st · FN = 0, 8 · [(80 + 10) · 9, 81]N = 706N
Fα = Fwri jving,st + m · a = 706 + 90 · 0, 625 = 762N
P = Fα · v = 3811W
ω=
v 5m/s
=
= 50rad/s
r 0, 1m
P 3811
=
= 76Nm
ω
50
Tα = Fα · r = 762 · 0, 1m = 76Nm
Tα =
Fwrijving,st = statische wrijvingskracht
FN = normaalkracht
Fα = versnellingskracht
v = snelheid
ω = hoeksnelheid
Tα = versnellingskoppel
r = straal van de motor
Het benodigde koppel is constant 76 Nm. Er wordt geen hellingshoek in rekening gebracht.
1 De e-step
5
Veiligheid
Veiligheid is natuurlijk ook een key factor. Door de gevoelige elektronica in een voertuig te steken
dat vele schokken en hitte te verduren krijgt, kunnen fouten gemakkelijker optreden. De gebruiker
moet dan ook extra beschermd worden tegen eventuele foutieve toestanden.
• Mechanische rem
Een mechanische rem moet geı̈ntegreerd worden en Deze dient als backup indien de elektronische rem toch zou falen.
• Temperatuurbeveiliging
Bij langdurige overbelasting van de motor moet de elektronica de motorsturing uitschakelen.
Dit om te vermijden dat elektronische componenten stuk gaan door een te hoge temperatuur.
• Overstroombeveiliging
De elektronica moet bestand zijn tegen piekstromen. Een beveiliging moet de motor afschakelen bij foute toestand. Dit wordt bekomen met een stroomlimitatie en eventuele zekering.
• Onderspanningsbeveiliging
Een onderspanningsbeveiliging, als de spanning te laag wordt kan het nodige vermogen
enkel geleverd worden door grotere stromen te trekken waarvoor de controller en motor niet
gedimensioneerd zijn.
• Overspanningsbeveiliging
Wanneer de spanning de nominale spanning overschrijdt, kan bijvoorbeeld een condensator
doorslaan. Daarom moet de batterij of controller uitschakelen bij een overspanning. In dit
project wordt de batterij afgeschakeld.
• Limietsnelheid
Een maximum snelheid van 18 km/h is wettelijk verplicht om zonder verzekering en rijbewijs
te mogen rondrijden.
• Antidiefstalsysteem
In geval van diefstal moet de motor blokkeerbaar kunnen zijn. Via een GPS tracking systeem
kan de locatie van de e-step opgevraagd worden.
Energierecuperatie
Om een competitieve e-step te ontwikkelen is recuperatieremmen aan te raden. Het is een efficiënte manier van remmen waardoor de batterij belast wordt in plaats van een remweerstand of
de schakelende vermogencomponenten die het vermogen moeten dissiperen.
Hoeveel energie er gerecupereerd kan worden is van verschillende factoren afhankelijk zoals snelheid, spanningsval over de componenten en grootte van de remkracht. Met alle verliezen in rekening gebracht, is er een significante daling van het rendement waardoor energierecuperatie voor
een lichte e-step in de praktijk een teleurstelling kan zijn. Hier wordt in sectie 2.8 op teruggekomen.
1 De e-step
1.4
6
Vereisten voor de motorsturing
De vereisten voor de e-step vertalen zich naar vereisten voor de motorsturing.
Er zijn drie essentiële onderdelen om een elektrische step te kunnen aandrijven. Logischerwijze
de motor, de batterij en de controller als middenstuk. De controller heeft als taak om de motor
zo efficiënt mogelijk aan te drijven aan de gewenste snelheid. De motor wordt geregeld aan de
hand van de snelheidsvraag (spanningsgecontroleerd). Een closed loop snelheidsregeling wordt
dus best geı̈ntegreerd. Ook voorziet de controller de nodige beveiligingen om op de goede manier
op foutieve situaties te reageren.
Onderstaande figuur beschrijft de verwerking van de nodige inputsignalen om de motor aan te
drijven.
Figuur 1.2: Principe van de controllerfunctie voor een BLDC motor
1.5
Aanpassing bestaande controller of realisatie eigen controller
Om een flexibele motorcontroller te realiseren die aan alle voorwaarden kan voldoen, werden verschillende opties overlopen.
• Een bestaande controller kon worden geüpgraded door een eigen microcontroller te integreren met de nodige vereiste functies.
• Een volledig nieuwe sturing kan worden gerealiseerd, afgestemd naar de vereisten voor de
e-step in dit project.
De keuze viel om een volledig nieuwe sturing te realiseren. Aangezien over bestaande motorcontrollers zeer weinig schema’s en informatie te vinden is, wordt het moeilijk om deze te upgraden
naar de wensen voor de e-step. Daarom ging de voorkeur uit naar de laatste optie.
1 De e-step
1.6
7
Aanpak
De ontwikkeling van een motorsturing vereist een goede aanpak. Er wordt een visie voor ogen
gehouden die kan opgesplitst worden in een aantal afzonderlijke delen.
• De eerste fase bestaat erin om alle nodige informatie te verzamelen over elektrische motorcontrole. Alle mogelijke opties worden onderzocht, literatuur wordt bestudeerd en de belangrijkste informatie wordt vergaard.
• De tweede fase omvat het designen van een prototype PCB (Printed Circuit Board) met een
CAD-software.
• Daarna kan dit prototype gebruikt worden om basistesten te verrichten. Zo kan met zekerheid vastgesteld worden dat de motor effectief aan te drijven is.
• Als het prototype de motor kan aansturen, wordt gefocust om de opties te integreren zoals
cruise control of recuperatieremmen.
• In de laatste fase kan een definitief PCB gerealiseerd worden met de juiste connectoren en
de correcte afmetingen.
1.7
Opbouw thesis
Eerst en vooral worden alle nodige theoretische inzichten duidelijk gemaakt in hoofdstuk 2. Indien
de lezer over de nodige theoretische kennis beschikt, kan dit hoofdstuk overgeslaan worden.
De gekozen motor is een brushless DC motor. Waarom precies deze motor gekozen werd, is
beschreven in het praktische gedeelte van de thesis, hoofdstuk 3. Hier worden de theoretische
inzichten omgezet naar de praktijk.
Hoofdstuk 2
BLDC motorcontrole in theorie
In dit hoofstuk wordt het volledige proces uiteengezet om een BLDC motor te controleren. De
theoretische inzichten worden gedetailleerd behandeld.
Opmerking
Om het theoretische aspect uit te leggen wordt verondersteld dat de motor driefasig is en over drie
Hall sensoren beschikt die 120◦ ten opzichte van elkaar gepositioneerd zijn. In hoofdstuk 3 wordt
uitgelegd hoe en waarom tot deze eigenschappen gekomen werd.
8
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.1
9
Brushless DC motor
Een brushless DC (BLDC) motor is een synchrone motor die bestaat uit een stator met koperen
windingen en een rotor met permanente magneten. De fasestromen bekrachtigen de wikkelingen
in de stator en zorgen voor een roterend magnetisch veld door hun specifieke sequentie waardoor
de rotor naar de opeenvolgende statorwindingen wordt aangetrokken. Zo ontstaat een vloeiende
roterende beweging. Om dit roterend magnetisch veld te controleren, moet de relatieve rotorpositie
ten opzichte van de stator gekend zijn. Dit wordt vaak verwezenlijkt door drie Hall-effect sensoren
op de stator die de juiste feedback naar de microcontroller sturen om zo de correcte statorwindingen
te bekrachtigen. De commutatie gebeurt dus elektronisch, daarom zijn er geen koolstofborstels
vereist en gaan rendement en levensduur omhoog.
Het elektromechanisch koppel is recht evenredig met de stroom in de statorwindingen.
Tem ∼ Ia · Φ
De stator ziet een wisselende magnetische flux die een spanning induceert in de statorwikkelingen. Die geı̈nduceerde spanning werkt de aangelegde spanning tegen evenredig met de wet van
Lenz (ε = − ∂Φ
∂t ). Deze TEMK (tegen elektromagnetische kracht) is hoofdzakelijk afhankelijk van
rotorsnelheid en de sterkte van het magnetisch rotorveld.
E ∼ ω·Φ
Uit de twee bovenstaande vergelijkingen wordt het verband tussen vermogen en koppel gevonden.
Pem = Tem · ω
Tem = elektromechanisch koppel [Nm]
E = opgewekte EMK [V]
Ia = fasestroom [A]
Pem = elektromechanisch vermogen [W]
Φ = magnetische flux [Wb]
ω = hoeksnelheid [rad/s]
Figuur 2.1: Brushless DC motor (1 poolpaar) - Foto: Texas Instruments Incorporated
2 BLDC motorcontrole in theorie
10
Equivalent schema
Op figuur 2.2 is het equivalent schema van een BLDC motor voorgesteld met La de inductantie, Ra
de weerstand en Ea de ontwikkelde TEMK van fase A.
Figuur 2.2: Equivalent schema van een BLDC motor
Koppel - toerentalkarakteristiek
Een BLDC motor heeft bij benadering een lineaire koppel - toerentalkarakteristiek.
Tem ∼ Ia · Φ = KT · Ia
E ∼ Φ · ω = KE · ω
p·N·Φ
KT = koppelconstante = a·2π
KE = TEMK-constante = KT
p = aantal poolparen ; 2a = aantal parallelle statorgeleiders ; N = aantal statorgeleiders
Er wordt 1 fase beschouwd uit het equivalent schema in regimetoestand. La wordt verwaarloosd.
Ea = Uan − Ra · Ia
Er wordt verondersteld dat een constante spanning aangelegd wordt, dan wordt de koppel-toerental
karakteristiek bekomen.
Tem =
KT ·U KT · KE · ω
−
Ra
Ra
Het vermogen is de oppervlakte onder de driehoek. Hoe groter de driehoek, hoe groter het vermogen. Punten a en c zijn zijn laag vermogen punten, punt b is een hoog vermogenpunt.
Figuur 2.3: Ideale koppel - toerental karakteristiek
2 BLDC motorcontrole in theorie
11
Uit de twee basisvergelijkingen volgt het verband tussen stroom en omtreksnelheid.
I=
Uan − Ea Uan − KE · ω
=
R
R
Uab
Uan = √
3
De startstroom (bij ω = 0) is dus het grootst. Het koppel dus ook aangezien koppel en stroom
evenredig verband hebben. De stroom daalt dus naarmate de snelheid groter wordt.
Opmerking
Door het aantal polen te verhogen, bekomt men een kleiner koppelrimpel maar worden de motorverliezen groter. De gebruikte BLDC motor in deze masterproef heeft 30 polen of 15 poolparen.
2.2
Overzicht
Om een BLDC motor met een DC-bron efficiënt te controleren zijn een vermogenscircuit en een
stuurcircuit noodzakelijk. Het vermogenscircuit bestaat uit een driefasige inverter die rechtstreeks
op de DC-bron geplaatst is. De inverterbrug zet gelijkspanning (DC) om in een driefasige wisselspanning (AC) en wordt gecontroleerd door het stuurcircuit.
Figuur 2.4 geeft een schematisch overzicht over de motorcontrole. Het stuurcircuit is voorzien van
een microcontroller die de nodige logica voorziet om de commutatiesequenties correct uit te voeren
aan de hand van Hall sensorsignalen, de stand van de gashendel, de elektronische rem, de aan/uitschakelaar en andere gewenste inputs. De inverterbrug is dus een hoog-vermogen systeem dat
precieze controle vereist.
Figuur 2.4: Basisschema voor BLDC motorcontrole
Opmerking
Het controleren van een BLDC motor is ook mogelijk met slechts één Hall sensor of zonder Hall
sensoren (TEMK-sturing). Hier wordt in sectie 3.1.2 verder op ingegaan.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.3
12
Driefasige MOSFET inverter
Het vermogenscircuit bestaat uit een driefasige MOSFET inverter. Een inverter zet gelijkspanning
om in wisselspanning en bestaat uit drie inverterbenen voor drie fasen.
Figuur 2.5: Schema van een driefasige MOSFET inverterbrug
Elk been bevat twee schakelaars (MOSFETs), een top (Q1, Q3, Q5) en een bottom MOSFET (Q2,
Q4, Q6). Op ieder moment zijn twee statorwikkelingen bekrachtigd. Dit vertaalt zich naar één top
MOSFET van een bepaald inverterbeen en één bottom MOSFET van een ander inverterbeen dat
in geleiding is. Het derde inverterbeen is dan in een zwevende toestand, beide MOSFETs zijn
open. Elk inverterbeen produceert een output dat 120◦ verschoven ligt ten opzichte van de andere
benen. De volgorde van de bekrachtigde fasen is afhankelijk van de stand van de schakelaars.
Zo zijn zes verschillende stadia mogelijk die te zien zijn op figuur 2.6. Voor iedere toestand is één
fase positief bekrachtigd, één fase negatief en één fase zwevend (non-energized). De MOSFETs
schakelen dus aan een bepaalde frequentie. Deze frequentie wordt bepaald door de PWM frequentie, zie sectie 2.4.2.
Figuur 2.6: Ideale TEMK en fasestromen in een BLDC motor [19]
2 BLDC motorcontrole in theorie
13
Herken ook dat de grondgolf van de spanningen en stromen een driefasige sinusgolfvorm is. Hoewel de motor gevoed wordt met DC spanning, ziet de stator een driefasige wisselspanning.
De stromen zullen in werkelijkheid niet oneindig snel stijgen door de inductantie in het circuit dat
di
de stroomverandering ( dt
) tegenwerkt. Dit is niet te zien in bovenstaande figuur. Hierdoor zullen
de stromen en spanningen ook niet in fase zijn. De trage stroomverandering brengt een rimpel met
zich mee in het koppel.
De amplitude van de TEMK hangt hoofdzakelijk af van drie factoren: de rotorsnelheid, de sterkte
van het magnetisch rotorveld en het aantal statorwikkelingen. Het aantal statorwikkelingen is een
constante.
T EMK ∼ ω · Φ
Figuur 2.7 toont de stroomrichting als Q1 en Q6 geleiden. Fase 1 is positief bekrachtigd, fase 3
negatief en fase 2 is zwevend. Volgens figuur 2.6 is stadium 1 afgebeeld.
Figuur 2.7: Stroomverdeling stadium 1
Opmerking
Zijn twee MOSFETs van hetzelfde been tegelijk in geleiding dan vindt een kortsluiting plaats. Dit
moet ten allen tijde vermeden worden, zie sectie
De top MOSFETs kunnen gezien worden als stroombron. De bottom MOSFETs kunnen gezien
worden als stroomopnemer.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.3.1
14
MOSFET
In een driefasige inverter zijn zes schakelaars vereist die aan hoge frequentie (kHz) grote stromen
moet kunnen in- en uitschakelen. Hiervoor zijn MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistors) uitermate geschikt. Een MOSFET moet bekeken worden als een schakelaar met twee
toestanden waabij de MOSFET geleidend of niet geleidend is. De MOSFET heeft drie poorten,
gate, drain and source. Door een spanning tussen de gate en source aan te leggen boven de
grensspanning, wordt de MOSFET geleidend waardoor stroom van drain naar source kan vloeien.
Figuur 2.8: Interne doping voor een n-kanaal Power MOSFET [14]
Power MOSFETs hebben een verschillende structuur dan laag vermogen MOSFETs door hun
verticale kanaalstructuur met drain en source in tegenovergestelde richting, voorgesteld in bovenstaande figuur. Door deze structuur kan de power MOSFET meer vermogen schakelen dan de
gewone MOSFET waar de stromen en spanningen functie zijn van de kanaaldimensies.
Er zijn twee grote verliezen in een MOSFET, de conductie- en schakelverliezen. De conductieverliezen ontstaan door de interne kanaalweerstand. Deze moet logischerwijze zo laag mogelijk zijn
om minimale opwarming te hebben door het Joule-effect.
2
Pcon = Rds(on) · ID,RMS
De drainstroom is de root-mean-square (RMS) stroom door de MOSFET en is geen functie van de
schakelfrequentie.
Schakelverliezen in MOSFETs worden veroorzaakt door de nodige energie om de gate op te laden en zijn afhankelijk van de schakelfrequentie. Power MOSFETs met lagere Rds(on) zorgen voor
lagere conductieverliezen maar hebben grotere gate capaciteiten die resulteren in hogere schakelverliezen.
Een vrijloopdiode is noodzakelijk doordat de stromen niet onmiddelijk kunnen veranderen van richting en om energie te kunnen recupereren. De stroom wordt dan door de diodes gelijkgericht. In
deze masterproef hebben de MOSFETs inwendige body diodes.
De kanaalweerstand (Rds(on) ) daalt bij stijgende gate-sourcespanning en dalende temperatuur.
2 BLDC motorcontrole in theorie
15
Figuur 2.9: Kanaalweerstand (Rds(on) ) vs. gate-source spanning (Vgs ) voor IRFB7546 [11]
2.3.2
Dode tijd
Het is belangrijk dat op elk moment slechts één MOSFET per been geleidt. Als een MOSFET
niet snel genoeg uit gaat, zijn beide MOSFETs van een inverterbeen in geleiding en vindt een
kortsluiting plaats waardoor de stroom met een hoge piek toeneemt. Hierdoor vindt een hoge
vermogensdissipatie plaats in de MOSFETs waardoor ze stuk kunnen gaan.
Aangezien de stroomverandering beperkt wordt door de inductantie in het circuit wordt een tijd
gewacht om de andere MOSFET te schakelen en loopt de stroom korte tijd door de diode vooraleer
de MOSFET geschakeld wordt. Er is ook een spanningsval over de MOSFET. Dode tijd is dus
gemakkelijk te detecteren op een oscilloscoop.
Figuur 2.10: Dode tijd
De dode tijd is geen willekeurige waarde. Meer dode tijd betekent een minder efficiënte inverter
omdat een zekere tijd de stroom niet gecontroleerd wordt. Een te korte dode tijd resulteert in grote
stroompieken wat de MOSFETs niet ten goede komt.
Sommige MOSFET drivers, zie sectie 2.7, hebben een standaard of programmeerbare waarde
voor dode tijd geı̈ntegreerd.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.3.3
16
DC-bus condensator
Een condensator moet parallel met de inverter geplaatst worden om de spanningsvariatie te minimaliseren bij wisselende belasting. De spanning wordt zo beter afgevlakt en gestabiliseerd. Bij
het schakelen van de MOSFETs wordt zo de energie opgevangen. De condensator wordt gezien
als een kortstluiting voor hoog frequente stromen en leidt zo de rimpelstroom af naar de massa.
De rimpelstroom wordt opgewekt door de schakelende vermogencircuit en heeft een bepaalde
frequentie. Hoe groter de frequentie, hoe lager de impedantie van de condensator.
ZC =
1
1
=
jωC
j2π f ·C
In deze masterproef wordt gewerkt met zowel elektrolytische als film condensatoren met een hoge
capaciteit (elco van 2200 + 470 + 470 µF en film condensator van 470 µF.)
Elco’s hebben jammer genoeg een hoge ESR (equivalent series resistance) en kunnen daardoor
maar een beperkte rimpelstroom aan. Men schakelt daarom over naar film condensatoren. Deze
presteren beter maar zijn iets duurder. [27]
De ESR is een maat voor de niet idealiteit van de condensator. Een niet-ideale condensator kan
behandeld worden als een ideale condensator met een weerstand in serie. De weerstand ontstaat
door de onder andere de weerstand van de metaalverbinding en verliezen in het diëlectricum. Deze
moet logischerwijze zo laag mogelijk zijn.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.4
2.4.1
17
Sturing
Hall-effect sensor
Een spanning wordt aan de Hall sensor gelegd waardoor een vaste stroom loopt. Bij de aanwezigheid van een loodrecht magnetisch veld (de rotor) worden de elektronen naar een kant geduwd
door volgende formule
FL = Fe + Fb
FL = q(E + v × B)
FL = Lorentzkracht
q = elektrische lading
v = snelheid van het deeltje
B = magnetisch veld
De elektrische kracht Fe geeft een versnelling in de richting van het elektrisch veld, de magnetische
kracht staat loodracht op de snelheid en het magnetisch veld. Zo worden de elektronen afgebogen.
Hierdoor ontstaat een elektrische spanning proportioneel met de magnetische flux.
Figuur 2.11: Principe van een Hall-effect sensor [23]
Op de stator worden drie Hall sensoren geplaatst zodat het magnetisch rotorveld, de elektronsnelheid en de Lorentzkracht loodrecht op elkaar staan. Nu is de rotorpositie tov. de stator altijd
gekend. Er zijn 6 combinaties mogelijk, 000 en 111 kunnen nooit voorkomen.
Figuur 2.12: Commutatietabel van Hall-effect sensoren
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.4.2
18
Pulse-Width Modulation (PWM)
PWM biedt een efficiënte methode aan om de motorsnelheid te controleren door de aangelegde
spanning aan de stator te variëren. Zoals uit sectie 2.1 blijkt is het toerental van de BLDC motor afhankelijk van de spanning, waarbij een lagere spanning resulteert in een lager toerental en
omgekeerd.
Via PWM wordt de constante voedingsspanning in amplitude en frequentie geregeld om zo ook de
snelheid proportioneel te kunnen regelen. Hierbij wordt door de microcontroller een zaagtandgolf
gegenereerd (Vosc ) en vergeleken met een controlespanning (Vpot ). Als Vpot hoger is dan Vosc ,
voorziet de microcontroller via een comparator een output met een DC spanning (logisch hoog).
Wanneer Vpot lager is dan Vosc , wordt dezelfde pin logisch laag. Zo wordt een bepaalde gemiddelde
DC spanning bekomen, afhankelijk van Vpot , de stand van de potentiometer.
Figuur 2.13: Het principe van Pulse-Width Modulation voor een MOSFET
Er zijn twee verschillende PWM technieken. Iedere techniek heeft zijn voor- en nadelen.
2.5
Unipolaire PWM
Bij deze techniek wordt de MOSFET in de ene fase in geleiding gehouden terwijl de PWM modulatie
uitgevoerd wordt in de andere fase. De schakelaars worden hier onafhankelijk aangestuurd. Als
een top MOSFET gemoduleerd wordt, is de bottom MOSFET altijd uit en vice versa.
Er zijn drie uitgangsspanningen mogelijk: +Vd , 0 en -Vd. De THD is dus goed, het aantal harmonische spanningen is minder dan bij bipolaire PWM, zie sectie 2.6.
Figuur 2.14: Harmonischen unipolaire PWM
2 BLDC motorcontrole in theorie
19
mf =
fs
f1
fs = fosc = oscillatorfrequentie
f1 = frequentie 1e harmonische (grondgolf)
Er wordt minder geschakeld dus zowel de schakelverliezen als de rimpelspanning hebben een
kleinere waarde. In deze masterproef wordt gewerkt met unipolaire PWM.
2.6
Bipolaire PWM
Bij deze techniek wordt de PWM modulatie op twee fasen uitgevoerd. De ingangs- en uitgangsstroom wordt gemoduleerd. Hier worden de schakelaars complementair aangestuurd. Als een
MOSFET uit is, staat de andere aan en omgekeerd.
Hier zijn slechts twee uitgangspanningen mogelijk, +Vdc en -Vdc. De THD is dus minder goed
vergeleken met unipolaire PWM en filtering is nodig.
Figuur 2.15: Harmonischen bipolaire PWM
Figuur 2.16: Het principe van unipolaire en bipolaire PWM voor stadium 1
Opmerking
Het is beter om een lage schakelfrequentie te hebben om schakelverliezen te reduceren. Meestal
wordt hoger dan 20 kHz gewerkt om boven het hoorbare spectrum te liggen.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.7
20
MOSFET gate driver
De geı̈soleerde gate elektrode van een MOSFET vormt een condensator die moet op- en ontladen
om de MOSFET te laten schakelen. Een standaardwaarde voor de gate-source spanning (Vgs ) is
10-15V. Deze spanning is vereist om de MOSFET snel en volledig in geleiding te brengen, 20V is
een typische maximumwaarde.
De driver versterkt de PWM signalen van de microcontroller aangezien de microcontroller de benodigde spanning en stroom niet kan leveren en zorgt zo voor de snelle en volledige schakeling
van de MOSFET. Zo worden schakelverliezen geminimaliseerd. Een driver kan gebruikt worden
per MOSFET, per inverterbeen of per driefasige inverter.
Figuur 2.17: Schema van een dual input MOSFET driver volgens het bootstrap principe
De source van de bottom MOSFET (Q2) hangt altijd aan de massa. Om een Vgs van 12V te
bekomen, moet de driver 12V aan de gate aanleggen om de MOSFET te schakelen.
Bij de top MOSFET (Q1) is dit niet het geval. De source ligt aan de massa als Q2 geleidt en aan
de voedingsspanning als Q1 geleidt (Q1 en Q2 zijn nooit tegelijk in geleiding). In het laatste geval
moet Vgs dus 12V boven de voedingsspanning komen om de MOSFET te schakelen. In figuur 2.6
is in dit geval de sourcespanning 36V tov. de massa. Om Q1 te schakelen moet een spanning van
12V tussen gate en source komen. Dit betekent 48V tussen gate en massa.
De drivers kunnen hoge stromen schakelen, maar de weerstand in serie met de gate moet de
tijdsconstante van de op- en ontlaadtijd regelen naargelang de gewenste waarde.
Figuur 2.18: Input en output timing diagram - IRS2106
Opmerking
P-kanaal MOSFETs geleiden bij aanleg van een negatieve Vgs. In de driefasige inverter van dit
project worden enkel n-kanaal MOSFETs gebruikt.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.7.1
21
Bootstrap techniek
De spanning van de gate moet dus ongeveer ± 10-15V boven de DC bronspanning uit komen. Dit
wordt bekomen door een elektrolytische condensator die opgeladen wordt via een diode. De bootstrap condensator wordt opgeladen tijdens de periode dat de bottom MOSFET aan is en ontlaadt
wanneer de top MOSFET in geleiding is. De condensator zorgt dan voor de hogere voedingsspanning. In dit project wordt met deze techniek gewerkt.
Figuur 2.19: Bootstrap techniek [26]
De condensator moet groot genoeg zijn om de benodigde energie te kunnen opslaan zodat de
spanning altijd geleverd kan worden. De bootstrap methode kan dus niet gebruikt worden voor een
PWM van 100% aangezien de condensator ontlaadt, maar nooit kan opladen.
Opmerking
De elco moet zorgvuldig uitgekozen worden en dicht bij de uitgang van de driver chip geplaatst
worden. Zo worden oscillaties vermeden en wordt een gate spanning bekomen zonder ruis.
Een nadeel van deze techniek is dat de motor niet start vanuit stilstand. De bootstrapcondensatoren zijn namelijk nog niet opgeladen. Voor een e-step is dit van minder belang omdat men bij de
eerste kick de motor doet draaien en zo de bootstrapcondensatoren oplaadt.
2.7.2
Floating power supply
Er kan ook voor een constante geı̈soleerde voeding gekozen worden die de nodige spanning op de
condensatoren plaatst. Deze levert de benodigde spanning op ieder moment, wat er voor zorgt dat
de motor goed start vanuit stilstand. Zo is geen kick nodig om de e-step aan te sturen. Dit zorgt
voor een betrouwbare werking van de motor. Ze zijn echter wel duur en onnodig voor een e-step.
2 BLDC motorcontrole in theorie
22
Figuur 2.20: Floating supply techniek
2.8
Regeneratief remmen
Bij deceleratie kan de energie gerecupereerd worden door de stroomrichting om te draaien. Zo
verandert ook de vermogensrichting en wordt de voedingsbatterij opgeladen. De motor werkt zo
tijdelijk als generator. De stroomrichting kan slechts omkeren als de ontwikkelde TEMK groter is
dan de batterijspanning. De stroom vloeit dan richting batterij.
De TEMK is echter nooit groter dan de batterijspanning. De spanningsval is te wijten aan de weerstand van het koper, connectoren en dergelijke. Daarom moet via een boost convertor de spanning
opgedreven worden. Die boost converter zit echter al geı̈ntegreerd in de inverterschakeling. De
condensator zit tussen de voedingslijn, de nodige inductantie zit in de fasewindingen en de diode
zit inwendig in de MOSFET.
Figuur 2.21: Principe van de boost schakeling
Wanneer de elektrische rem bediend wordt, mogen de top MOSFETs niet geleiden en de bottom
MOSFETs worden gecontroleerd via PWM, één MOSFET per commutatieperiode. De duty cycle
van de PWM wordt bepaald door de bediening van de elektrische rem. Energie wordt opgeslaan
in de fasewindingen wanneer Q4 geleidt. Zo wordt de spanning opgedreven tot boven de batterijspanning en energie gerecupereerd. De body diode van de MOSFETs werken als gelijkrichters.
De faseweerstand wordt verwaarloosd.
Er worden eigenlijk stukken stroom in de batterij gerecupereerd. We zetten Q4 aan, motor remt, Q4
af, stroom in batterij, Q4 aan, motor remt... De stroom en dus ook het remkoppel kan gecontroleerd
worden via de duty cycle.
2 BLDC motorcontrole in theorie
23
Figuur 2.22: Boost schakeling in de inverter - stroomrichting
De verschillende sequenties om opeenvolgende fasen te bekrachtigen gebeurt op een wijze waarmee het maximale koppel bereikt wordt. De commutatie voor regeneratief remmen heeft een gelijkaardig patroon met als verschil dat nu het maximale negatieve koppel bereikt wordt.
Figuur 2.23: PWM controle van de MOSFETs met ideale TEMK en fasestromen bij energierecuperatie [32]
De TEMK is verantwoordelijk voor de stijging van de stroom bij kortgesloten motor, de batterijspanning is verantwoordelijk voor de daling van de stroom, samen wordt een gemiddelde stroom
bekomen die wordt gerecupereerd.
Energierecuperatie is enkel zinvol bij een hoge batterijspanning. Als de voedingsspanning bijvoorbeeld 12V is wordt door de spanningsval over twee diodes (2 x 0,7V) al 10% minder energie
gerecupereerd.
2 BLDC motorcontrole in theorie
2.9
24
Snelheidsregeling
Om de snelheid te kunnen regelen moet de werkelijke snelheid ingelezen worden. Via een feedback lus moet deze snelheid met de gewenste snelheid vergeleken worden om zo een foutsignaal
uit te sturen dat vergroot en geiı̈ntegreerd wordt door een PI-regelaar in de controller. De duty cycle
wordt dan gemoduleerd op basis van het foutsignaal. Door de duty cycle van het PWM signaal te
regelen kan men de aangelegde spanning regelen en zo ook het toerental.
E ∼ Φ · ω = KE · ω
Figuur 2.24: PI closed loop snelheidsregeling Foto: Digikey
De microcontroller kan ook een limiet voor de snelheid instellen en cruise control implementeren.
Voor hoge resolutie kan een optische encoder of magnetische tachometer op de motor gestoken
worden. Dit wordt niet in deze masterproef beschouwd. Voor een e-step moet de snelheidscontrole geen grote resolutie hebben. Daarom kunnen de Hall signalen gebruikt worden voor de
snelheidsfeedback. Door een timer kan de tijd tussen twee Hall transities geteld worden waarmee
de motorsneheid kan berekend worden. Hier wordt in sectie 3.3.1.2 op teruggekomen.
Opmerking
Er kan ook met een koppelregeling (stroomregeling) gewerkt worden. Hiervoor is een gelijkaardige
PI regeling nodig die de stroom inleest via een feedback lus en vergelijkt met de gewenste waarde.
Het koppel wordt gecontroleerd de stroom te regelen door de statorwindingen.
Tem ∼ Ia · Φ = KT · Ia
Deze regeling wordt gebruikt bij applicaties die een constant koppel eisen bij wisselende belasting
en waar de snelheid minder belangrijk is. Hier is de snelheid wel degelijk van belang en daarom
wordt gewerkt met een spanningsregellus.
Hoofdstuk 3
BLDC motorcontrole in praktijk
Met de theorie in het achterhoofd wordt nu de praktische kant belicht. Er werd een motorsturing
gerealiseerd die hoofdzakelijk bestaat uit drie circuits.
• Sturingscircuit (MC33035 en MC33039)
• MOSFET driver circuit (IRS2106)
• Driefasige inverter
25
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.1
3.1.1
26
Motorkeuze
Brushless DC vs. brushed DC
Om een efficiënte aandrijving in een e-step te bekomen, moeten verschillende motortypes overlopen worden. Er werd gekeken naar brushed DC motors en naar brushless DC motors.
Sinds de massaproductie van sterke permanente neodymium magneten zijn BLDC motors goedkoop en efficiënt geworden. Ook kunnen kunnen ze gebruikt worden bij verschillende batterijspanningen, zolang de elektronicacomponenten goed gedimensioneerd zijn voor hogere spanningen. BLDC motors hebben een hoge vermogensdensiteit en hebben daarom een goed gewicht/vermogen ratio. De rotor heeft een minieme inertie omdat de windingen in de stator zitten. Het
grote nadeel bij BLDC motoren is de complexe stuurschakeling.
Brushed DC motors zijn minder efficiënt, ze mogen slechts bij een bepaalde spanning gebruikt
worden en hun koolstofborsteltjes moeten na een bepaalde periode vervangen worden. Het grote
voordeel waarom brushed DC motors nog steeds op de markt zijn, ligt in de controle ervan. Het
controleren van deze motor is simpel en goedkoop. Toch werd gekozen voor een BLDC motor.
3.1.2
Hall sensorgestuurd vs. TEMK sturing
Nadat de keuze voor een BLDC motor genomen was, viel de keuze voor een sensorloze motor of
motor met Hall sensoren. Een BLDC motor zonder Hall sensoren (sensorless) levert de nodige
feedback van de rotorpositie via meting van de TEMK in de non-energized winding. De voordelen
van een sensorloze motor zijn compactheid en een lagere kost. Ook is er minder kans op falen
omdat er minder componenten zijn, wat dan weer een grotere robuustheid oplevert. Nadeel is dat
de motor moet gestart worden in open loop (ongecontroleerd) omdat er geen TEMK is als de motor
niet draait en zo een laag startkoppel heeft.
Een motor met Hall sensoren kan direct de rotorpositie bepalen en heeft dus een hoog startkoppel.
Bovendien is hij veel nauwkeuriger bij lage snelheden. Bij een e-step is dit een absolute noodzaak
en daarom werd voor dit type BLDC motor gekozen. Een nadeel is dat de Hall sensoren niet
robuust zijn waardoor ze gemakkelijk kunnen falen.
Het controleren van een BLDC motor is ook mogelijk met slechts één Hall sensor. Het voordeel is
hier dat er nog kosten bespaard worden, maar er is een kans dat de motor in achterwaartse richting
draait tijdens de opstart.
3.1.3
Trapezoı̈dale vs. sinusoı̈dale controle
Het trapezoı̈dale systeem is gemakkelijk te implementeren. In theorie wordt hierbij ook een constant koppel gerealiseerd. Praktisch werkt de inductiviteit de stroomverandering tegen. Die stroom
beinvloedt rechtstreeks het koppel en zorgt voor een rimpel op de koppel. Door de inertie van
de motor en de step in beweging zal de koppelrimpel niet voelbaar zijn. Daarom werd voor een
trapezoı̈daal systeem gekozen.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
27
Figuur 3.1: Trapezoı̈daal systeem met koppelrimpel
Bij een sinusoı̈dale motorcontrole vormen de fasestromen een driefasige sinusoı̈daal systeem. Dit
zorgt voor een vloeiend koppel zonder rimpel aangezien er geen commutatiepieken zijn. Deze
controle is echter nog veel complexer en brengt een grotere kost met zich mee (encoder), maar is
wel beter bij lagere snelheid.
3.1.4
Vermogen
Er wordt wettelijk geen informatie over het maximale vermogen voor een voortbewegingstoestel
gegeven, maar wegens de limitatie tot 18 km/h is een groot vermogen overbodig. Het vermogen
wordt gekozen op 250W. Deze waarde zou zeker moeten volstaan volgens een vorige masterproef
[17]. Bij dit vermogen is de motor ook lichter dan een 350W motor wat voordeliger is voor de e-step
in dit project.
3.1.5
Hub motor
Na het maken van deze overwegingen werd voor een BLDC hubmotor gekozen. Bij een hub motor
zit de motor al geı̈ntegreerd in het wiel. Dit zorgt voor plaats- en gewichtsbesparing.
Tabel 3.1: BLDC motorparameters in ster configuratie
Parameter
Merk
Vermogen [W]
Spanning [V]
Aantal polen
Maximum stroom [A]
Hall sensorpositie [◦ ]
Weerstand fasen a-b [Ω]
Weerstand fasen a-c [Ω]
Weerstand fasen b-c [Ω]
Wieldiameter [inch / cm]
Gewicht (netto) [kg]
Waarde
UUMotor
250
36
30
17
120
0,7
0,7
0,7
8 / 20,32
2.6
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.1.6
28
Voorwiel - en/of achterwielaandrijving
De implementatie om de hub motor in de voorvork of achtervork te plaatsen is geen evidente keuze
en blijft nog voor discussie vatbaar.
Met de motor in het voorwiel stuurt de step zwaarder en is er een groter sliprisico, bijvoorbeeld voor
het remmen bij nat weer. Voordeliger is dan wel dat de step in putten zichzelf eruit ”trekt”. Zeker
bij een kleine wieldiameter is dit een groot voordeel.
Een achterwielaandrijving is bij de hedendaagse e-steps het meest voorkomend. Om in het oog te
springen en anders dan de rest te zijn werd gekozen om voorwielaandrijving te gebruiken. Voor en achterwielaandrijving is dan weer te duur.
3.2
Batterijkeuze
Voor de motorvoeding kon gekozen worden uit standaardbatterijen van 12,24,36 of 48V. De keuze
viel voor een 36V lithium batterij van 5000 mAh. Er worden 10 cellen van 3,6V in serie geplaatst.
Een 24V systeem leidt tot hogere stromen voor eenzelfde vermogen en een 48V BLDC motor van
250W wordt in de praktijk nooit gerealiseerd.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.3
29
Selectie van de sturingselektronica
3.3.1
Keuze microcontroller
De voordelen van een microcontroller zijn evident. Het is een flexibele component die geprogrammeerd kan worden om met verschillende inputsignalen een specifieke taak uit te voeren. Het is
dus ook mogelijk om zelf nieuwe functies te ontwikkelen en te implementeren. Alles kan naar wens
geprogrammeerd worden en het functiegamma kan aanzienlijk uitgebreid worden.
Echter bij gebrek aan ervaring met het programmeren/debuggen van microcontrollers en aangezien
de tijd drong, werd het gebruik van een microcontroller uitgesloten. In plaats werd er voluit gekozen
voor een IC, een voorgeprogrammeerde controlechip, namelijk de MC33035 van Motorola. Deze
kan echter niet geprogrammeerd worden om andere functies te implementeren.
3.3.1.1
MC33035
Het brein van de motorsturing is een professionele controlechip van Motorola. Deze chip is kant
en klaar ontworpen om een driefasige BLDC motor aan te drijven. Dit IC sprong meteen in het oog
vanwege zijn simpliciteit.
Figuur 3.2: MC33035 [10]
Er worden enkele functies overlopen.
• Via de drie Hall sensor pinnen (4,5,6) worden de uitgangssignalen (1,2,19,20,21,24) inwendig hoog of laag gemaakt. Er zijn acht mogelijke combinaties waarvan zes geldige. 000 en
111 worden meestal veroorzaakt door kortgesloten of open sensors.
• Via een referentie output van 6,3V (pin 8) worden de Hall sensors gevoed en wordt het
spanningsbereik van de potentiometer vastgelegd, van 0 tot 6,3V.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
30
• Via timing componenten in de vorm van een weerstand en condensator wordt de PWM frequentie gekozen. De frequentie wordt bepaald door een weerstand van 4,7k en condensator
van 10 nF. Dit geeft een frequentie van ongeveer 25 kHz.
• Een interessante functie van deze chip is zijn cycle-by-cycle stroomlimitatie. Dit zorgt voor
een enorm snelle respons bij een overstroomprobleem. De chip verkleint de pulsbreedte
van de vermogensignalen indien er een grenswaarde voor de stroom wordt overschreden.
Zo worden de vermogencomponenten goed beschermd tegen te hoge stromen. Voor het
geval van een e-step is dit belangrijk aangezien piekstromen hier vaak optreden wanneer
snel geremd of geaccelereerd moet worden.
De stroomlimitatie wordt gerealiseerd door een spanning te detecteren over een shuntweerstand. De stromen die door de shunt weerstanden gaan zijn de voedingsstromen en worden
zodanig gekozen dat bij de maximale stroom een spanningsval van 100mV over de weerstand staat. Een grotere stroom resulteert in een grotere spanningsval waardoor via een
comparator het IC in foute toestand gaat.
• Deze IC remt met behulp van dynamic braking. Dynamisch remmen wordt gerealiseerd door
de brake pin logisch hoog te plaatsen en zo alle bottom MOSFETs aan te zetten terwijl de
top MOSFETs uit staan. Zo worden de fasewindingen kortgesloten.
Als we de fasewindingen kortsluiten dan verschijnt de volledige TEMK over de wikkelingen
waardoor een stroom vloeit die een negatief koppel voortbrengt die de motor tot stilstand
brengt. De motor werkt dus als generator.
Aangezien de stroom door de drie windingen en bottom MOSFETs vloeit, gaat de stroom
niet door de shunt weerstand waardoor de stroomlimitatie wegvalt. De MOSFETs moeten
dus toch een hogere stroom aankunnen dan de limitatie oplegt. De rem heeft prioriteit over
alle andere signalen.
Het verschil met recuperatieremmen is dat bij dynamic braking de fasewindingen en de
MOSFETs belast worden. Ze dissiperen de nodige energie om te remmen en warmen zo
op. Recuperatieremmen is hier zonder twijfel de beste oplossing. Hier wordt in sectie 3.6 op
teruggekomen hoe dit eventueel toch kan geı̈mplementeerd worden.
• De MC33035 heeft drie open collector outputs voor de top MOSFETs en drie ’high current’
drivers voor de bottom MOSFETs. Dit betekent dus dat mosfet gate drivers vereist zijn voor
de top MOSFETs.
• Enkel de bottom MOSFETs worden gemoduleerd. Deze PWM techniek komt niet vaak voor.
Terwijl een fase geleidt, wordt de andere fase gemoduleerd. Dit is typisch voor unipolaire
PWM. In sectie 3.5 wordt hier dieper op ingegaan.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
31
• Bij een foutieve toestand wordt de fault pin laag gezet. Dit kan visueel duidelijk gemaakt
worden door een LED + weerstand in serie te plaatsen zodat bij een foute toestand de LED
oplicht. Als de fault pin aan de referentiespanning geplaatst wordt, wordt het verdere pulsen
van de MOSFETs stopgezet. Om deze functie in te schakelen wordt een schakelaar gebruikt.
(latch)
De foutieve toestanden die kunnen voorkomen zijn de volgende:
– Invalid sensor input code (111 of 000)
– Output enable grounded
– Current sense pin > 100 mV
– Undervoltage lockout
– Maximum temperatuur bereikt (maximum 170 ◦ C).
• Undervoltage Lockout. Een gescheiden comparator vergelijkt de voedingsspanning met een
interne spanning van 9,1V. Wanneer de voedingsspanning lager ligt, komt het IC in foute
toestand terecht. Dit verzekert de goede werking van de uitgangssignalen om de MOSFETs
aan te drijven zodat ze volledig en snel schakelen.
Figuur 3.3: MC33035 [10]
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.3.1.2
32
MC33039
De MC33035 bevat alle mogelijkheden voor closed loop snelheidscontrole. Het enige dat ontbreekt
is een signaal (spanning) dat evenredig is met het toerental. Dit kan opgelost worden met een
tachometer of een bijkomend IC (MC33039). De tweede optie werd gekozen.
Voor iedere overgang van de Hall effect sensors, van laag naar hoog of hoog naar laag, genereert
de MC33039 een puls met een vaste breedte. Die breedte wordt gekozen door timing componenten. Het output signaal wordt door een laag-doorlaat filter gestuurd om een vlakke spanning te
bekomen. Die spanning is dan evenredig met de rotatiesnelheid van de motor.
Die spanning wordt dan door een comparator vergeleken met de spanning van de potentiometer
(gashendel). Is de gashendelspanning groter dan de spanning van de MC33039, die lineair is met
de snelheid, dan zal de motor versnellen tot evenwicht bereikt is en een constante PWM uitgestuurd
wordt.
Als het toerental van de motor onder de gewenste snelheid zakt zal de MC33035 de duty cycle
opdrijven tot de gewenste waarde. De gewenste waarde is een functie van de spanning van de
potentiometer.
Figuur 3.4: MC33039 [5]
De MC33039 wordt gevoed door de referentiespanning van 6.3V van de MC33035.
Opmerking
De PWM-frequentie van de MC33039 wordt gekozen op basis van de limietsnelheid. Hier wordt in
sectie 3.7 verder op ingegaan.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.4
3.4.1
33
Selectie van de vermogenselektronica
MOSFET of IGBT
De keuze bestaat ook om Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBTs) te gebruiken. Deze zijn echter
meer geschikt voor grotere vermogens, hogere spanningen (>200V). [16] Daarom werd geopteerd
om met MOSFETs te werken.
3.4.2
MOSFET selectie
Er worden twee in serie geplaatste n-kanaal MOSFETs per inverterbeen gebruikt. Er worden geen
p-kanaal MOSFETs, deze hebben een grotere kanaalweerstand en zijn duurder. Dit heeft echter
wel een nadeel, namelijk dat de gate op een positieve spanning moet worden gebracht ten opzichte
van de source.
Er moeten enkele parameters overlopen worden om de juiste MOSFETs te bepalen met als belangrijkste de maximum drain-source spanning, de maximum drainstroom en de kanaalweerstand.
De maximale stroom kan berekend worden. Tijdens het dynamisch remmen is de stroom enkel
gelimiteerd door de weerstand van de bottom MOSFET en de drie fasewindingen. Als de motor
onbelast op volle snelheid draait kan de TEMK bijna even groot als de voedingsspanning zijn.
Ip =
Ip =
VDC + T EMK
Rds(on) + Rwinding
36V + 35V
= 33, 7A
7, 3mΩ + 2, 1Ω
Op basis van de vereisten werd voor IRFB7546 van Infineon gekozen.
Tabel 3.2: Parameters MOSFET - International Rectifier - IRFB7546PBF
Symbool
VDSS [V]
ID [A]
Ptot [W]
RDS(on) [mΩ]
Vgs [V]
Vgs(th) [V]
Ci ss [pF]
Qg [nC]
IGSS [nA]
tr [ns]
t f [ns]
TJ [◦ C]
RΘ ja [◦ C/W]
Parameter
Maximum drain-to-source spanning
Continue drain stroom @ 25◦ C
Vermogen
Kanaalweerstand
Maximum gate-source spanning
Gate-source threshold spanning
Input capaciteit
Maximum gate lading
Gate-to-source lekstroom
Rise time
Fall time
Maximum junctietemperatuur
Thermische weerstand (junctie-omgeving)
Waarde
60
75
99
7.3
±20
3
3000
87
100
51
34
175
62
3 BLDC motorcontrole in praktijk
34
Tijdens het dynamisch remmen gaat de stroom niet door de shuntweerstand waardoor de stroomlimitatie tot 16A wegvalt en de berekende piekstroom wel degelijk kan optreden. De MOSFETs
moeten dus wel degelijk tegen een stroom van 33,7A bestand zijn.
Om met N-kanaal MOSFETs te kunnen werken moeten de top signalen geı̈nverteerd worden. Zoals
op onderstaande figuur te zien is, zijn na het inverteren op ieder moment slechts twee MOSFET
gates onder spanning. Dit leidt tot een correct stroompad doorheen de driefasige inverter waarbij
een fase positief en een fase negatief bekrachtigd is.
Figuur 3.5: Resultaat top signalen inverteren
3.4.3
MOSFET driver selectie
Er werd geopteerd voor drie enkelfasige dual input drivers. Dit betekent dat per inverterbeen één
gate driver ter beschikking is. De gekozen driver is IRS2106 van International Rectifier.
Figuur 3.6: IRS2106 / Schakelgolfvormen IRS2106 [IRS]
Tabel 3.3: Parameters MOSFET driver IRS2106 [IRS]
Symbool
Vcc [V ]
VB [V ]
VS [V ]
ton [ns]
to f f [ns]
tr [ns]
t f [ns]
Parameter
Voedingsspanning
High-side floating absolute voltage
High-side floating supply offset voltage
Turn-on propagation delay
Turn-off propagation delay
Turn-on rise time
Turn-off fall time
Aanbevolen waarde
10 tot 20
VS + 10 tot VS + 20
600
220
200
100
35
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.4.3.1
35
Bootstrap diode en condensator
Een diode heeft een eindige tijd nodig om te recupereren tussen twee opeenvolgende signalen.
Daarom moet de bootstrap diode een fast recovery diode zijn. Deze diodes zijn ideaal voor hoge
frequentie toepassingen. De gekozen diode is overgedimensioneerd, MUR120 van ONSemi.
Tabel 3.4: Parameters diode MUR120 [9]
Symbool
VRRM [V]
IF [A]
VF [V]
trr [ns]
t f r [ns]
Parameter
Peak Repetitive Reverse Voltage
Forward Current
Maximum Instantaneous Forward Voltage
Maximum Reverse Recovery Time
Maximum Forward Recovery Time
Waarde
200
1
1,05
75
50
De minimale capaciteit van de bootstrapcondensator kan berekend worden [3]. De maximale spanningsval over de condensator hangt af van de minimale gate source spanning.
VBOOT = VD −VF −VGSMIN = 12 − 1 − 3 = 8V
QT OT = QG + (ILK + IQBS + IGSS ) · tON = 87nC + (50µA + 130µA + 100nA) · 20µs = 90, 6nC
C=
90, 6nC
QB
=
= 11, 3nF
VBOOT
8V
VD = voedingsspanning van de gate driver
VF = spanningsval bootstrap diode
VGSMIN = minimum gate-source spanning
QG = totale gate lading
ILK = bootstrap circuit leakage current;
IQBS = bootstrap circuit quiescent current
IGSS = gate-to-source lekstroom
tON = high-side switch on time
QTOT = totale lading leverbaar door de condensator
Er wordt een elektrolytische bootstrapcondensator van 4,7µF gebruikt om zeker de energie te kunnen leveren en omdat de minimale gate-source spanning hoger dan 3V wordt genomen zodat snel
en volledig geschakeld wordt.
De weerstanden naar de gates werden berekend aan de hand van de outputstromen.
12V
0.25A = 48ohm voor de high outputs (top MOSFETs).
12V
0.5A = 24ohm voor de low outputs (bottom MOSFETs).
Opmerking
In het ideale scenario zou een driver gebruikt moeten worden met geı̈nverteerde high sides zodat
deze niet extern moeten geı̈nverteerd worden. Dit werd echter niet gevonden.
Er bestaan drivers met een interne bootstrap diode.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.5
36
Extra uitleg bij PWM-regeling MC33035
De MC33035 moduleert enkel de bottom MOSFETs. De spanning die wordt aangelegd aan de
fasen wordt een driefasige wisselspanning, regelbaar via de pulsbreedte van de PWM.
Figuur 3.7: Pulse width modulatie MC33035
De aangelegde spanning kan nu geregeld worden in functie van de duty cycle van de PWM.
Figuur 3.8: PWM-techniek MC33035 [10]
Als de duty cycle 0% is, betekent dit dat de low side MOSFETs allemaal uit staan. Zo krijgen de
statorwindingen geen stroom en wordt geen koppel geleverd.
3 BLDC motorcontrole in praktijk
3.6
37
Energierecuperatie
In het IC (MC33035) is energierecuperatie helaas niet geı̈ntegreerd. Een gemiste kans aangezien
het een handigere manier is dan dynamic braking. Zo wordt de batterij belast in plaats van de
MOSFETs en moeten ze dus minder warmte dissiperen.
Om energierecuperatie te hebben, moeten de bottom MOSFETs gemoduleerd worden en daarvoor is een commutatietabel nodig. Om die te integreren zou een extra microcontroller nodig zijn
die ook de Hall sensoren inleest. De extra microcontroller moet wel de MC33035 uitschakelen, bijvoorbeeld door op de Output Enable en de brake pin een laag signaal te zetten, dan worden alles
MOSFETs uitgeschakeld. Dit is een optie om in het volgend prototype te integreren. Vooralsnog
wordt dynamisch geremd.
Bij het dynamisch remmen verschijnt echter een probleem. Het afremmen van de motor verloopt
met een zeer brute kracht. De motor remt van volle snelheid tot stilstand in enkele milliseconden.
Hierdoor kan deze functie niet in een e-step geı̈ntegreerd worden. Door de inertie zou de passagier
van de e-step gegooid worden. Daarom wordt geopteerd om een mechanische rem te gebruiken
als hoofdrem.
3.7
Limietsnelheid
Een limietsnelheid tot 18 km/h wordt bekomen met het tweede IC (MC33039). Men stelt de PWMfrequentie zodanig in dat bij de gewenste limietsnelheid de maximale spanning uitgestuurd wordt.
Bij een snelheid van 18 km/h ofwel 5 m/s kan het toerental berekend worden. De straal van de
hubmotor is 10,16 cm.
v = ω·r
ω = 470t pm = 7, 8t ps
Het verband tussen elektrische en mechanische graden luidt als volgt.
Θe =
p
· Θm
2
Aangezien de motor 30 polen heeft, ofwel 15 poolparen, zal een mechanische omwenteling dus 15
keer de Hall sensoren aanspreken. Aangezien een Hall sensor een puls uitstuurt voor de stijgende
en dalende flank en er drie Hall sensoren zijn, bekomen we dus 15 ×3 × 2 = 90pulsen/Θm .
7, 8 × 90pulsen/Θm = 702pulsen/s = 702Hz = 1, 4ms
v = lineaire snelheid
ω = rotatiesnelheid
r = straal van wiel
p = aantal polen
Θe = elektrische graden
Θm = mechanische graden
3 BLDC motorcontrole in praktijk
38
Zo kunnen de timing componenten gekozen worden: 220 nF en 20kΩ. De pulsbreedte is bij elke
snelheid een constante waarde van 1,5 ms.
De PWM frequentie is evenredig met het toerental, het aantal pulsen/s is logischerwijze kleiner
bij een laag toerental en hoger bij een hoog toerental. Wanneer het toerental omhoog gaat, verhoogt de PWM frequentie mee en zal bij 25 km/h de pulsbreedtes overlappen waardoor niet verder
bijgeregeld kan worden. Nu is de maximum snelheid bereikt.
Via een RC filter wordt een DC spanning bekomen die de MC33035 inleest. Deze spanning is
evenredig met het toerental en wordt vergeleken met de spanning van de potentiometer. Dit is de
feedback lus waarnaar verwezen werd in sectie 2.9
3.8
Buck converter
De voedingsspanning voor de inverterbrug ligt hoger dan de maximale voeding van de sturingselektronica. Daarom kan een buck converter gebruikt worden om de spanning te verlagen. In dit
project wordt met 12V gewerkt, afgetakt van de batterijcel (10 cellen van 3,6V). Er wordt na drie
cellen spanning afgetakt: 3 x 3.6V = 11.8V
Een nadeel is wel dat de eerste drie cellen rapper zullen ontladen wat minder goed is voor de
batterij en het BMS systeem, ook al is de getrokken stroom weinig en constant namelijk 30 mA
voor alle 12V componenten samen.
3.9
Antidiefstalsysteem
Bij geval van diefstal moet de motor blokkeerbaar zijn. Daarom werd een connectie voorzien die
bij aan de massa moet gelegd worden wanneer gewenst. Dit signaal wordt door het andidiefstalsysteem voorzien (ANTITHEFT). De Output Enable pin (OE) schakelt de controller uit bij een laag
signaal.
Figuur 3.9: Motor blokkage
Momenteel wordt enkel een laag signaal gegeven als de motor geblokkeerd moet worden en 5V
als de motor moet rijden. Vanaf 2,2V is een signaal logisch hoog, dus 5V is voldoende.
Opmerking
De motor kan nu wel nog draaien, de controller wordt volledig buiten werking gesteld. Als hetzelfde
principe op de brake pin wordt toegepast dan draait de motor niet meer. Hier moet de pin wel hoog
zijn in geval van diefstal.
Hoofdstuk 4
Prototype: PCB design
Dit hoofdstuk behandelt de gerealiseerde printplaten en geeft een duiding bij het design ervan. Dit
is slechts een prototype, er was helaas te weinig tijd om een finale versie te maken.
In bijlage A zijn de EagleCAD schema’s en PCB designs opgenomen.
39
4 Prototype: PCB design
4.1
40
Overzicht
Er werd gekozen voor twee gescheiden PCBs. Een stuurprint, werkend op 12V, en een vermogensprint met 36V als voeding. Op de vermogensprint bevinden zich ook de gate drivers, werkend
op 12V. Die moeten fysiek zeer dicht bij de MOSFETS staan om een mooi gate signaal te bekomen
zonder oscillaties. Ook werd een derde inverteerprint gemaakt om de top signalen te inverteren.
Figuur 4.1: Prototype - symbolisch voorgesteld
De reden om gescheiden prints te gebruiken lag in het feit dat debuggen gemakkelijker wordt. Bij
eventuele fouten kan de oorzaak vlugger achterhaald worden en eventueel een nieuw vermogenscircuit te maken zonder een nieuw sturingscircuit te moeten maken.
De limitaties voor de PCBs lagen vooral in de fysieke dimensies. De hoogte mocht maximum 3 cm
bedragen. De breedte maximum 10 cm. De lengte 10 tot 15cm.
De sturingsprint vereist geen grote stromen. De bottom drive output current kan maximum 100
mA bedragen. Er wordt gewerkt met een dikte van 1 mm als standaard baandikte, dit is zeker
voldoende om stromen tot 5A te schakelen. Voor de hoog-vermogen circuits wordt een dikte van
1,93 mm gebruikt met een laag tin over gesoldeerd. Voor de kabeldiktes naar de drie fasen wordt
een dikte van 0.5 mm2 gebruikt. Deze mogen groter genomen worden. Dit is het absolute minimum.
Het prototype is flexibel. Shunt weerstanden kunnen bijgestoken worden naar wens en de massa’s
van de 36V- en 12V bron kunnen verbonden of open gelaten worden.
4 Prototype: PCB design
4.2
41
Stuurcircuit
Het schema is te vinden in bijlage A
Figuur 4.2: Stuurprint
Volgende connecties zijn voorzien.
• 5 voor de Hall sensoren
• 6 voor de gate signalen
• 1 voor de stroommeting (pin 9)
• 3 voor de gashendel (potentiometer)
• 2 voor de dynamische rem
• 2 voor de startschakelaar (output enable)
• 2 voor de latch functie
• 2 voor de voeding
De rode verbinding is een externe jumper.
4 Prototype: PCB design
4.3
42
Vermogenscircuit
De vermogensprint werd uitgetekend met de koelplaat in het achterhoofd. Om de MOSFETs gemakkelijk te kunnen koelen moet een koelplaat tegen hun metalen drain gespand worden. Daarom
werd gekozen om de zes MOSFETs naast elkaar te plaatsen.
In het controle IC zijn de nodige veiligheden aanwezig. Op de print is er plaats om een optionele
smeltveiligheid te plaatsen voor de inverterbrug mocht een kortsluiting plaatsvinden.
Figuur 4.3: Vermogensprint
Volgende connecties zijn voorzien.
• 2 voor de 36V-voeding
• 2 voor de 12V-voeding (drivers)
• 6 voor de gatesignalen
• 1 voor de stroommeting
• 3 voor de drie fasen
Opmerking
De rode verbindingen zijn externe verbindingen.
Over het positieve pad van de 36V-voeding en de banen naar de drie fasen werd een laag tin
gesoldeerd om de grote stromen aan te kunnen. Zo branden de banen niet door.
De massa’s van de voedingen 12V en 36V zijn in eerste instantie gescheiden gehouden, maar kunnen gemakkelijk verbonden worden door een externe connectie. De reden hiervoor is om tijdens
testen enig verschil op te merken of een gescheiden massa anders reageerde dan een gezamenlijke massa.
4 Prototype: PCB design
4.4
43
Shuntweerstanden
De MC33035 is voorzien van een stroomlimitatie functie. In de chip is een comparator aanwezig
die 100mV vergelijkt met de sense-spanning, de spanning op de current-sense pin. De chip komt
terecht in foute toestand als meer dan 100mV current sense pin terecht komt. Die sense-spanning
komt uit de spanningsval over de shunt weerstanden. De maximale stroom zou dus moeten overeen stemmen met een spanningsval van exact 100mV over de weerstand.
Door een weerstand van 33Ω en 100Ω te gebruiken wordt de spanning verdeeld. Om een spanning
van 100mV over de weerstand van 33Ω te bekomen moeten de shunt weerstanden een spanningsval van 0,4V hebben. Bij een maximum stroom van 16A is dit met een weerstand van 0,025 Ω. De
twee weerstanden van 0,047Ω (1W) in parallel geven een equivalente weerstand van 0,0235Ω
Figuur 4.4: Twee parallele shuntweerstanden met RC-filter
Een RC-filter in serie werkt als een 1e orde hoogdoorlaatfilter en vangt de spanningspieken op. De
filter werkt als kortsluiting voor hoge frequenties en laat zo enkel de lage frequenties door.
Figuur 4.5: RC-filter [10]
Opmerking
Op het bord is plaats gemaakt voor nog een derde shuntweerstand indien de maximum stroom
nog verkleind of vergroot moet worden. Op de print kunnen gerust door meerdere gaten geboord
worden en meerdere shunts gestoken worden om de stroom meer of minder te limiteren.
4 Prototype: PCB design
4.5
44
Inverteerprint
Wegens het niet gebruiken van P-kanaal MOSFETs (te hoge kanaalweerstand en te dure component) moeten de drie top MOSFET signalen geı̈nverteerd worden. Dit wordt gerealiseerd met
een bijkomende print met een chip (CD40106B) CMOS hex inverter. Deze chip bestaat uit zes
Schmitt trigger inverters die zes signalen kunnen inverteren. Voor het prototype worden slechts
drie geı̈nverteerd. Toch kan de print zes signalen inverteren indien overgeschakeld wordt naar een
andere driver waarbij de bottom signalen ook geı̈nverteerd moeten worden.
De chip kan dezelfde voeding (12V) gebruiken als van de sturingsprint. Tussen de voedingslijnen
wordt een ontkoppelcondensator (0,01 µF) geplaatst.
Figuur 4.6: Inverteercircuit
Figuur 4.7: Inverteercircuit
Alternatief
Er kunnen ook drie bipolaire transistoren gebruikt worden om een invertercircuit te maken, mits
aanpassing van het design van de sturingsprint.
4 Prototype: PCB design
4.6
45
Minimalisatie parasitaire inductanties
Wegens de hoge schakelfrequenties moet di/dt ook heel hoog zijn. Parasitaire inductanties kunnen dit verhinderen en de stroomveranderen tegenwerken zodanig dat MOSFETs te traag of niet
schakelen. Deze ongewenste inductanties moeten dan ook geminimaliseerd worden.
Iedere verbinding, koperen stroombaan bezit een inductieve impedantie. Het PCB design moet
dan ook gebruik maken van de kortst mogelijke verbindingen en zo weinig mogelijk externe kabels
gebruiken. De betere layout minimaliseert de afstand.
Ook wordt de voorkeur gegeven aan een ground plane, een grote oppervlakte voor de massa. Zo
kan altijd de kortste afstand gekozen worden om de stroomlus te sluiten. Zo wordt (parasitaire)
impedantie significant verlaagd. In deze masterproef wordt met een enkelzijdige PCB gewerkt
waardoor de inductantie toeneemt.
Nog beter is een PCB met meerdere lagen (multi-layer). Één laag wordt meestal voor de massa
gebruikt. Het pad van laagste impedantie is dan altijd direct onder de PCB stroombaan. Dit minimaliseert de stroomlus en dus ook de inductantie.
Figuur 4.8: Multi layer PCB [15]
De shunt weerstanden bevatten ook veel inductantie en moet zo laag mogelijk gehouden worden.
4 Prototype: PCB design
4.7
46
Koeling
De vermogensdissipatie van de MOSFETs kan berekend worden uit het Joule-effect. De kanaalweerstand Rds(on) is 7.3 mΩ en de motorstroom wordt beperkt tot 16A.
P = Rds(on) · I 2 = 7.3mΩ · 256A = 1, 87W
De theoretische conductieverliezen worden dus geschat op 1,87W. Om te weten of deze waarde
aanvaardbaar is, wordt de maximale theoretische vermogensdissipatie berekend. Hiervoor kan de
waarde van RΘ ja gebruikt worden. Dit is de thermische weerstand van junctie tot omgeving.
Er wordt verondersteld dat de omgevingstemperatuur 50◦ C bedraagt. Dit is de temperatuur in het
voetstuk van de e-step. Om het voetstuk waterdicht te houden, is geen luchtventilatie aanwezig en
wordt een hoge waarde aangenomen. De maximale junctietemperatuur bedraagt 175◦ C, aan deze
temperatuur smelt de junctie van de MOSFET. Het verschil tussen junctie- en omgevingstemperatuur is 125◦ C.
P=
125◦C
= 2W
62◦C/W
De MOSFETs kunnen dus maximum 2W dissiperen in continue werking. Toch wordt een koelplaat
voorzien om de MOSFETs gekoeld te houden. De koelplaat is slechts 3 cm in hoogte.
Een siliconeplaatje als isolatie is vereist aangezien de achterkant van de MOSFETs de drains zijn
en op verschillend potentiaal ten opzichte van elkaar staan.
Figuur 4.9: Koelvinnen gemonteerd op de zes MOSFETs
Hoofdstuk 5
Testen en resultaten
In dit hoofdstuk worden de uitgevoerde testen overlopen en geı̈nterpreteerd. Een temperatuursanalyse wordt uitgevoerdt op het vermogenscircuit.
De ontwikkeling van het prototype verliep niet zonder problemen. Een greep uit de tientallen voorgekomen problemen wordt in dit hoofdstuk besproken.
47
5 Testen en resultaten
5.1
48
Overzicht
De testen werden uitgevoerd met twee regelbare DC-voedingen. Voor de voeding van de IC’s werd
een 0-30V / 5A bron gebruikt. Voor de voeding van de inverter een 0-30V / 20A bron maar die werd
later vervangen door een 36V batterij.
Zo kon bij het testen een lagere stroom door de inverter gestuurd worden. Eventuele onvoorspelbare fouten hadden zo minder kans om fataal af te lopen. De motor bleek al bij 0,3V zeer langzaam
te draaien.
Echter bij aansturen van de closed loop regeling kan de motor niet goed geregeld worden in snelheid. Hier wordt later op teruggekomen bij de probleemanalyse.
Figuur 5.1: Testopstelling
Opmerking
Hoewel er twee voedingsbronnen aanwezig zijn, wordt over de 12V-bron niet meer gesproken
omdat deze doorgaans constant blijft tijdens de werking (12V - 0,03A).
5 Testen en resultaten
5.2
49
Fasestromen
De stromen werden gemeten met een Hall current sensor probe rond fase A (schaal 10 mV/A).
Bij onbelaste motor wordt op volle snelheid 1,7A uit de batterij getrokken. Bij lagere DC-spanning
daalt het toerental en wordt een grotere stroom getrokken.
De blauwe golfvorm is de gatespanning van MOSFET Q1 (top MOSFET fase A). Deze schakelt
iedere 120◦ in waarna hij 60◦ in geleiding blijft.
De fasestromen hebben een sinusoı̈dale vorm. De stromen bevat een duidelijke vijfde orde harmonische. Deze vijfde orde ontstaat door het schakelen van alle MOSFETs om de 60◦ . Er zijn dan
ook zes perioden te zien. De stromen zijn 10ms uit fase met de spanning.
Figuur 5.2: Fasestroom (fase A) bij onbelaste motor - 10mV/A
Figuur 5.3: Fasestroom (fase A) bij onbelaste motor - 10mV/A
5 Testen en resultaten
5.3
5.3.1
50
Spanningen
Zaagtand
Via een 4.7k weerstand en een 10 nF condensator word een PWM-frequentie van ongeveer 25
kHz bekomen.
Figuur 5.4: Zaagtand frequentie MC33035
Vpeak = 4,1V; Vvalley = 1,5V; Vpeak to peak = 2,6V
Vanaf 4.1V is er dus overmodulatie. Later werd de PWM-frequentie van het prototype verlaagd
naar 15 kHz.
5.3.2
Gate signalen
De stijgtijd van de bottom MOSFETs is 1 µs, bij een PWM-frequentie van 15 kHz. De daaltijd van
dezelfde MOSFET is 20 µs.
Figuur 5.5: Bottom MOSFET gate stijgtijd en daaltijd
5 Testen en resultaten
5.4
51
Temperatuuranalyse
De noodzaak om de MOSFETs te koelen is groot. Na enkele minuten onbelast de motor laten
draaien worden de MOSFETs gloeiend heet. Daarom werd een koelplaat met koelvinnen rond de
zes MOSFETs geschroefd, gescheiden door een siliconepad. Dit is noodzakelijk omdat de drains
op een verschillend potentiaal staan.
Een aluminium koelplaat voert de warmte uitstekend af en is licht. De koelplaat mag maximum 3
cm hoog zijn door de opgelegde fysieke beperkingen. De koelplaat heeft koelvinnen, deze zorgen
voor een groter oppervlak met de lucht. De warmte wordt zo beter afgevoerd. Een thermisch
geleidende koelpasta kan ook tussen de MOSFETs en de koelplaat gesmeerd worden.
Omdat er na de bevestiging van de koelplaat geen fysieke voeling meer was van de temperatuur
van de MOSFETs en er getwijfeld werd aan de effectiviteit van de koelplaat, werd de controller onderworpen aan een temperatuur analyse. Het toestel dat gebruikt wordt is een thermische camera
(FLIR E6) waarmee metingen worden verricht.
De MOSFETs kunnen een maximum temperatuur van 175◦ C aan. Er werd een constante stroom
van 3.5A door de inverter gestuurd zonder belasting. Daarna werd de koelplaat bevestigd en de
motor belast zodat constant 7A vloeide.
Zonder koelplaat klom de MOSFET temperatuur al na 30 seconden richting 60◦ C zonder belasting
van de motor. Met koelplaat was de maximale gemeten temperatuur 43◦ C na 5 min met belasting
van de motor.
Aangezien de MOSFETs even warm komen is zijn de faseweerstanden ongeveer gelijk.
Conclusie
Het kleine koelblok werkt goed en de temperatuur blijft constant op een aanvaardbare waarde bij
belaste motor.
Figuur 5.6: Temperatuuranalyse zonder koelvinnen en geen belasting na 30 sec.
5 Testen en resultaten
Figuur 5.7: Temperatuuranalyse zonder koelvinnen en geen belasting na 30 sec.
Figuur 5.8: Temperatuuranalyse met koelvinnen en motorbelasting na 10 minuten
Figuur 5.9: Temperatuuranalyse met koelvinnen en motorbelasting na 10 minuten
52
5 Testen en resultaten
5.5
53
Probleemanalyse
Er worden enkele problemen aangehaald die voorkwamen tijdens het testen van de BLDC motorcontroller.
5.5.1
Spanningstransiënten
Een tweede probleem was dat MOSFETs op willekeurige tijdstippen faalden. Na onderzoek bleek
de grote spanningstransiënten de reden te zijn.
De spanningstransiënten ontstaan door het hoogfrequent schakelen van een inductieve last, hier
de motor. Wanneer de MOSFET afgeschakeld wordt zal de stroom nog voortvloeien door de body
diode, de stroom is nu enkel gelimiteerd door de (parasitaire) inductantie.
De grootte van de spanning is evenredig met de inductantie en de stroomverandering.
V = L·
di
dt
Deze transiënten kunnen de maximale drain-source spanning (VDSS ) van de MOSFETs overschrijden en moeten dus zeker onder controle gehouden worden. De situatie is het ergst wanneer een
korstluitstroom afgeschakeld wordt om de MOSFET te beschermen. Een zeer grote stroomdaling
di
in een zeer kleine periode ( dt
is zeer groot).
Oplossing
• Meer ontkoppelcondensatoren
Om de spanningstransiënten te onderdrukken werden tussen de voedingslijnen naast de
inverter twee grote ontkoppelcondensatoren bijgeplaatst (een elco van 2200µF en een ceramische condensator van 470 µF). Door de hogere capaciteit kan de energie beter verdeeld
worden bij het vele schakelen. Het is van belang dat deze condensatoren een lage ESR
hebben.
• Snubbernetwerk
Parallel met iedere MOSFET kan een beschermend snubbernetwerk geplaatst worden. Dit
is een serieschakeling van een weerstand en condensator tussen de drain en source van
een MOSFET.
Wanneer de MOSFETs een stroom zeer snel afschakelen, is er een grote piekspanning.
De condensator parallel met de MOSFET dempt deze spanning, maar de condensator moet
tegen deze hoge stromen bestand zijn dus er wordt best een weerstand in serie gezet. Het is
belangrijk dat de weerstand een lage zelfinductantie heeft anders zal het de piekspanningen
opdrijven.
• Zenerdiodes
Een zenerdiode kan tussen gate en source geplaatst worden en tussen drain en source.
Deze beschermt de MOSFET tegen gate piekspanningen aangezien bij de kritieke spanning
de zenerdiode in geleiding gaat en de stroom naar de massa afvoert.
5 Testen en resultaten
54
Figuur 5.10: Overspanningsbeveiliging door middel van een zenerdiode / Zenerdiode karakteristiek
De transiënten op de input van de gate kunnen het oxidelaagje beschadigen of de silicone
doen smelten. De diode moet natuurlijk bestand zijn tegen de hoogste spanningspiek die
kan voorkomen.
• Hogere gate-weerstand
Een hogere waarde voor de gate-weerstanden zorgt voor een tragere op- en ontlading van
di
de MOSFETs. Dit beperkt dt
en dus ook de transiënte spanning.
Conclusie
De motor draait vlot bij 36V en wisselende belasting. De piekspanningen zijn gereduceerd tot een
aanvaardbaar level.
5 Testen en resultaten
5.5.2
55
Snelheidsregeling lukt slechts binnen bepaald bereik
Bij het testen werd duidelijk dat de snelheidsregeling niet goed functioneert. De motor accelereert
goed wanneer de potentiometer opengedraaid wordt. Echter aan een bepaald punt valt de PWM
regeling plots weg en draait de motor aan maximum toerental opgelegd door de voedingsspanning.
Figuur 5.11: PWM output pin Bb binnen regelbereik / buiten regelbereik
Op bovenstaande figuur is te zien dat binnen het regelbereik de bottom MOSFET Bb gemoduleerd
wordt binnen het regelbereik en niet schakelt buiten het regelbereik waardoor de motor aan volle
snelheid draait.
Onderzoek
De closed loop regeling werd onderzocht en alle signalen bleken in orde te zijn. De oorzaak van
het probleem was dan ook niet duidelijk.
Figuur 5.12: PWM output MC33039 / Spanning op pin 12 na RC filter
Vanaf de zaagtand gesneden wordt door Vpot kan de motor niet meer in toerental geregeld worden.
Het regelbereik ligt van 0 tot 1,5V (vlak onder de zaagtand). De mogelijke oorzaak ligt dan ook in
het uitgestuurde PWM signaal van de MC33035.
5 Testen en resultaten
56
Als de closed loop regeling buiten werking gesteld wordt en in open loop gewerkt wordt, is een
groter regelbereik mogelijk maar nog steeds kan de motor niet perfect geregeld worden.
Mogelijke oorzaken
• De PWM-regeling van de MC33035 gebeurt door enkel de bottom MOSFETs te moduleren.
Dit is een vreemde manier waarrond weinig informatie gevonden werd. De methode wordt
weinig toegepast.
• De gate weerstanden zijn te groot waardoor de bottom MOSFETs te traag schakelen.
• PWM MC33035 te hoog in frequentie. Echter bij aanpassing van de timing componenten
werd geen verschil waargenomen.
• PWM MC33039 te laag in frequentie.
De foutput heeft een gemiddelde spanning af in functie van de motorsnelheid van 0 tot 2V.
Daarom kan slechts geregeld worden in het gebied van 1.5 tot 2V aangezien de oscillator
van 1.5V tot 4.1V gaat.
Echter bij aanpassing van de timing componenten werd geen verschil waargenomen.
Conclusie
Er werd alles in het mogelijke gedaan om dit probleem op te lossen maar helaas werd het probleem
niet op tijd duidelijk hoewel de oplossing niet veraf lijkt.
De potentiometer regelt de snelheid wel als pin 12 aan de massa hangt, weliswaar met een hele
grote koppelrimpel wat resulteert in een schokkerige motor. Dit werd toevallig ontdekt toen metingen met de oscilloscoop verricht werden.
5.6
Mogelijke verbeteringen voor het finaal design
• Logischerwijze moet overgegaan worden naar 1 PCB met de juiste afmetingen en meerdere lagen. Dubbelzijdige prints geven ook een voordeel voor het vermijden van parasitaire
inducanties.
• De lusterklemmen moeten vervangen worden door volwaardige connectors .
• Digital speed control is ook mogelijk [10].
• De parameters van de MOSFETs kunnen aangepast worden. De drainstroom ID kan verkleind worden van 75A naar 40A. De maximale drain-source spanning VDSS kan verhoogd
worden van 60V naar 100V om zeker aan alle spanningspieken te weerstaan.
• Een extra microcontroller kan geı̈ntegreerd worden die energierecuperatie voorziet. Deze
moet ook de MC33035 uitschakelen zodat die geen pulsen meer geeft.
Hoofdstuk 6
Kostencalculatie
In dit hoofdstuk wordt een kostencalculatie gedaan van de BLDC motorcontroller. Ook al is de
gerealiseerde controller een prototype, toch wordt gerekend alsof een finaal product gemaakt is
met dezelfde componenten (één PCB, geen lusterklemmen...).
In de eerste plaats moet de controller zo goedkoop mogelijk worden. De componenten werden dus
zodanig gekozen om de kostprijs van het geheel te drukken.
57
6 Kostencalculatie
6.1
58
Kostencalculatie
De kostencalculatie gebeurt op basis van de functionele componenten die deel uitmaken van de
controller.
Tabel 6.1: Kostencalculatie
Component
MC33035
MC33039
CD40106B (Hex inverter)
IRS2106 (MOSFET driver)
MOSFET
Shunt
Weerstanden
Ceramische condensator
Elco 4,7 µF
Elco 2200 µF
LED
Diode
Fast Diode (MUR120G)
PCB schroefklem
PCB
Tin (geschat)
Koelplaat
Montagedraad (geschat op 2m)
Totaal
Verdeler
ONSemi
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Farnell
Mouser
Farnell
Farnell
Gotron
Gotron
/
/
/
Stuks
1
1
1
3
6
2
19
8
3
1
1
1
3
1
1
1
1
1
1
Kost/stuk [e]
3,95
1,46
0,496
2,95
0,82
0,68
0,0475
0,094
0,054
2,05
0,14
0,094
0,35
0,5
2
0,3
5
0,2
34
Kost/100 stuks [e]
1,86
0,692
0,226
1,5
0,55
0,228
0,0317
0,041
0,0355
0,917
0,12
0,018
0,147
0,5
2
0,3
5
0,2
21
De condensatoren zijn bestand tegen een spanning van 63V.
6.1.1
PCB
Er wordt verondersteld dat de afmetingen van het eindontwerp van de PCB 10x15 cm bedraagt.
Een enkelzijdige fotogevoelige printplaat van 30x21 cm kost ongeveer e9 [20] . Hiermee kunnen 4
PCBs gemaakt worden. Voor een PCB rekenen we een kost van 2 euro aan. Deze kost kan nog
verder gedrukt worden als vanuit China besteld wordt.
6.1.2
Koelplaat
De koelplaat kan aangekocht worden vanuit China om zo grote hoeveelheden voor lage prijs te
krijgen. De kost wordt geschat op 5 euro per stuk.
6.1.3
DC/DC converter
TME 1212S (Farnell)
3 x e4,43 per stuk.
3 x e3,58 voor 100 stuks.
6 Kostencalculatie
6.2
59
Oordeel
De kostencalculatie komt neer op ongeveer e34 per controller en e21 voor 100 controllers. Deze
kost kan verder naar beneden gehaald worden indien met SMD-componenten gewerkt wordt.
Wanneer de floating supply techniek zou gebruikt worden in plaats van de bootstrap techniek zou
e13,3 per controller meer betaald worden. De keuze om met de bootstrap techniek te werken zorgt
er voor dat de controller 28% goedkoper wordt.
6.3
Marktaanbod en conclusie
Een Chinese 250W BLDC motorcontroller is zeer goedkoop. Bij deze controllers worden vaak
minderwaardige componenten gebruikt. Condensatoren, MOSFETs en dergelijke gaan vaak snel
stuk en veiligheid blijft niet altijd gegarandeerd. Deze controllers zijn al te vinden vanaf e20 per
stuk.
Om een duurzame Europese controller te kopen met dezelfde ratings wordt al snel een bedrag
hoger dan e70 betaald [30], bijvoorbeeld V-mini 36V / 12A kost e79.
De ontworpen controller in dit project kan in massaproductie (> 100 stuks) voor minder dan e20
geproduceerd worden als de componenten beter gekozen worden. Daarmee is het een goedkope
controller die alle nodige functies bezit om een 250W BLDC motor op 36V aan te drijven, op
recuperatieremmen na. De controller zit onderaan in zijn segment als enkel de prijs bekeken wordt,
wat de bedoeling was van dit project.
Hoofdstuk 7
Conclusie
In deze masterproef werd een goedkope en competitieve driefasige BLDC motorsturing gerealiseerd die bedoeld is om de aandrijving van een e-step te voorzien. Er werd een boeiende en
leerrijke weg afgelegd.
De praktische realisatie van een complexe elektronisch gestuurde controller was geen simpele
taak. Theorie en praktijk lijken toch niet altijd goed hand in hand te gaan en hoewel het regelprobleem niet op tijd opgelost was, reageerde de motor goed bij alle snelheden en wisselende
belasting.
Bij deze masterproef werd zowel in teamverband als zelfstandig gewerkt. Het multidisciplinair werken maakt projecten ambitieuzer en enigszins aangenamer. In de eerste maanden werd druk
overlegd om de vereisten voor de e-step vast te leggen. Toen de specificaties beslist waren, trok
iedereen zich wat terug. Dit heeft waarschijnlijk ook te maken door de afwezigheid van een overkoepelend persoon, een persoon die zich bekommert over het geheel en wat uiteindelijk op de
markt moet gebracht worden.
Toch wordt tevreden teruggeblikt op het uitdagende project. De theoretische en praktische kennis
die werd opgedaan, is van onschatbare waarde. Nu en naar de toekomst toe.
60
Bibliografie
[IRS] IRS2106 High And Low Side Driver. International Rectifier.
[2] (2003). Brushless DC (BLDC) Motor Fundamentals. Microchip.
[3] (2008). Design and Application Guide of Bootstrap Circuit for High-Voltage Gate-Drive IC.
ONSemi. Rev 1.4.
[4] (2010). DC/DC Converters TME series. Traco Power.
[5] (2012). Closed Loop Brushless Motor Adapter. ON Semiconductor. Rev. 6.
[6] (2012). Controlling voltage transients in full-bridge driver applications. ST Microelectronics.
[7] (2012). PCB Layout Considerations for Non-Isolated Switching Power Supplies. Linear Technology.
[8] (2012). Two Chip Solution for Brushless Motor Controller Design. ON Semiconductor. Rev. 6.
[9] (2013). Switchmode Power Rectifiers. International Rectifier. Fast recovery diodes, Rev. 12.
[10] (2014). Brushless DC Motor Controller. ON Semiconductor. Rev. 9.
[11] (2014). HEXFET Power MOSFET. International Rectifier.
[12] (2016). MOSFET power losses and how they affect power-supply efficiency. Texas Instruments.
[13] (2016).
Wrijvingscoefficient.
https://nl.wikipedia.org/wiki/Wrijvingsco%C3%
ABffici%C3%ABnt.
[14] Barkhordarian, V. (2016).
Power mosfet basics. http://www.infineon.com/dgdl/
mosfet.pdf?fileId=5546d462533600a4015357444e913f4f.
[15] BitWeenie (2013). Pcb layers. http://www.bitweenie.com/listings/pcb-layers/.
[16] Blake, C. and Bull, C. (2016). Igbt or mosfet: Choose wisely. International Rectifier.
[17] Cherlet, N. (2015). Conceptstudie van een individueel elektrisch vervoermiddel. PhD thesis,
KU Leuven.
[18] Ebay
(2017).
ter
brushless
dc
36v/48v
350w
motor
controller.
electric
bicycle
e-bike
scoo-
http://www.ebay.com/itm/
36V-48V-350W-Electric-Bicycle-E-bike-Scooter-Brushless-DC-Motor-Controller-/
371239291127.
61
BIBLIOGRAFIE
62
[19] FURST, F. (2015). Design of a 48 V three-phase inverter. PhD thesis, CHALMERS UNIVERSITY OF TECHNOLOGY.
[20] Gotron (2017). Enkelzijdige fotogevoelige printplaat 300x210mm. https://www.gotron.
be/enkelzijdige-fotogevoelige-printplaat-300x210mm.html.
[21] Keeping,
trol.
S.
(2013).
An
introduction
to
brushless
dc
motor
con-
https://www.digikey.com/en/articles/techzone/2013/mar/
an-introduction-to-brushless-dc-motor-control.
[22] Leuven, K. (2017). Marktoverzicht en wettelijk kader. http://iiw.kuleuven.be/apps/
lev/Voortbewegingstoestellen.html.
[23] Nidec (1995-2014). What are motors? http://www.nidec.com/en-Global/technology/
motor/basic/00023/.
[24] Polfliet, N. (2009). Ontwerp van een elektrische fiets met supercaps als enige energiebron en
recuperatieremming. PhD thesis, KaHo Sint-Lieven.
[25] Pollefliet, J. (2015). Elektronische vermogencontrole. Academia Press.
[26] Ridonkulus (2014). Bldc motor and controller theory. https://hackaday.io/project/
3176-gator-quad/log/11053-bldc-motor-and-controller-theory.
[27] Salcone, M. and Bond, J. (2017). Selecting film bus link capacitors for high performance
inverter applications. Electronic Concepts Inc.
[28] Semtech (2000).
Transient protection of mosfets. http://www.semtech.com/images/
datasheet/transient_voltage_protection_of_mosfets.pdf.
[29] Tahmid (2013). N-channel mosfet high-side drive: When, why and how? http://tahmidmc.
blogspot.be/2013/02/n-channel-mosfet-high-side-drive-when.html.
[30] V-mini
(2017).
V-mini
36v12a
drive
regelaar.
http://www.v-fiets.com/
e-bike-36v12a-drive-regelaar.
[31] Wikipedia (2017). Zener diode. https://nl.wikipedia.org/wiki/Zenerdiode.
[32] Xiaohong Nian, Fei Peng, H. Z. (2014). Regenerative braking system of electric vehicle driven
by brushless dc motor. IEEE.
Bijlage A
EagleCAD schema’s
63
64
A EagleCAD schema’s
1
FWD/REV
°60/°120
2
OE
C1
0.1 µF
GND
18
17
10
3
22
7
23
8
3
REFO
MC33035
SA
SB
SC
JP6
1
2
3
4
5
4
5
6
2
1
24
21
20
19
14
9
15
SA
SB
SC
AB
BB
CB
4
REFO
10k
R3
HALL SENSORS
GND
AT
BT
CT
SA
SB
SC
FWD/REV
°60/120
OE
AB
BB
CB
VC
VCC
OSC
BRAKE
REFO
ERRAMP
FAULT
ERRAMP
ERROUT/PWMIN
CSENSIN
CSENSIN
GND
GND
SA
SB
SC
7
3
11
13
1
9
5
14
GND
GND
+12V
2
1
GND
2
1
GND
100k
11
12
13
16
33035P
10k
JP1
JP2
2
1
BRAKE
JP5
F_OUT
R10
C3
0.1 µF
GND
R1
4
8
3
2
1
7
5
A
FOUT
RCT
MC33039
V+
A
B
C
GND
4
6
5
CD40106B
F_OUT
OUT_2
OUT_3
OUT_4
OUT_5
OUT_6
OUT
2
6
10
4
12
8
HEX_INVERTER
MC33039P
VCC
IN_2
IN_3
IN_4
IN_5
IN_6
IN
GND
5
6
JP7
1
2
3
4
5
6
7
12/05/2017 14:17
Sturing schematic
AB
BB
CB
750 pF
C2
1M
GND
R9
Sheet: 1/1
6
A
B
C
D
Figuur A.1: Sturingscircuit - schema
4,7k
JP4
1
2
3
+12V
10k
R2
GND
GND
REFO
ERRAMP
FAULT
2
+12V
1M
R8
R11
JP3
S
OSC
REFO
R5
2
1
GND
CT
10nF
OE
+12V
A
B
C
D
4,7k
GND
470k
1
2,2k
D3
SFH482
2,2k
R6
R7
E
A
RT
R4
A EagleCAD schema’s
65
C2
1M
R9
750 pF
RT
4,7k
470k
R5
STURING
MC33039
R10
100k
START
10nF
HALL
5
CT
1
4,7k
R8
GASHENDEL
MC33035
C3
0.1 µF
1M
R11
0.1 µF
D3
R6
C1
2,2k
D2
REM
X3
2,2k
R7
X1
C-GRID-06-70543
2
1
X4
Figuur A.2: Sturingscircuit - PCB
10k
R3
10k
R2
10k
R1
66
A EagleCAD schema’s
A
1
/LIN
HIN
VCC
VS
HO
VB
6
7
8
D1
MUR120
C4 2
5
2
C1
4,7 µF
C2
4,7 µF
R1
48
R2
24
R3
3
Q1
IRFB7546PBF
FASE_A
Q2
IRFB7546PBF
Q3
IRFB7546PBF
FASE_B
Q4
IRFB7546PBF
Q5
IRFB7546PBF
4
+36V
CSENSIN
F1
C12
0.1 µF
5
R9
470 µF
1 µF
C10
470 µF
C11
Shunt weerstanden
470 µF
C9
GND
100
GND
6
SHUNT
Sheet: 1/1
6
21/05/2017 11:01
Vermogen schematic
0,047
U1
3
0,1 µF
1
AT
LO
8
48
R4
24
R5
FASE_C
5
A
B
C
D
Figuur A.3: Vermogencircuit - schema
COM
IRS2106
VB
7
6
C3
4,7 µF
48
Q6
IRFB7546PBF
C7
R16
AB
4
VCC
VS
HO
GND
HIN
D2
MUR120
/LIN
5
8
7
6
R6
4
2200 µF
C8
33
+36V
+36V
+36V
U2
C5 2
1
3
0,1 µF
LO
BT
COM
BB
4
IRS2106
VB
GND
VCC
VS
HO
5
24
3
R15
D3
MUR120
HIN
U3
/LIN
1
C6 2
LO
3
0,1 µF
IRS2106
COM
CT
4
CB
GND
2
0,047
B
C
D
1
R14
SHUNT
SHUNT
SHUNT
+
+
+
+12V
+12V
+12V
A EagleCAD schema’s
67
Figuur A.4: Vermogencircuit - PCB
Bijlage B
Afbeeldingen van het resultaat
Figuur B.1: Sturingsprint / BLDC hubmotor
Figuur B.2: Foto van het geheel / Vermogensprint
68
Bijlage C
Poster
69
C Poster
70
Ontwerp van een e-step voor
smart mobility
Doelstelling:
Ontwikkeling van een
performante BLDC - motorsturing
BLDC motor = Brushless DC motor
Bron: FlyKly
Compatibel met het Battery Management System (BMS) en antidiefstalsysteem
(uitgewerkt door 2 medestudenten)
Met integratie van:
cruise control
energierecuperatie bij het remmen
Aanpak:
Ontwerp en realisatie van de vermogenselektronica + sturing d.m.v.
testopstelling met BLDC hub motor
PID controle voor optimale snelheidsregeling
Veiligheidsaspect: stroom – en temperatuurbeveiliging, limietsnelheid, motor
blokkeerbaar, rembeveiliging…
Verwachte resultaten:
–
Soepele werking bij laag of hoog koppel (geen schokkerig gedrag van de motor)
–
Gemakkelijke implementatie op een step (robuust & compact)
–
Optimale samenwerking tussen de verschillende delen (energierecuperatie via
–
de motorsturing naar het BMS)
Master in de industriële ingenieurswetenschappen
Student: Arne Spiessens
afstudeerrichting energie elektrotechniek
Promotor: prof. dr. ir. Jan Cappelle
Figuur C.1: Poster
2016 – 2017
FACULTEIT INDUSTRIELE INGENIEURSWETENSCHAPPEN
TECHNOLOGIECAMPUS GENT
Gebroeders De Smetstraat 1
9000 GENT, België
tel. + 32 92 65 86 10
fax + 32 92 25 62 69
[email protected]
www.iiw.kuleuven.be

BLDC - Faculteit Industriële Ingenieurswetenschappen

Related documents

Products

Support

BLDC - Faculteit Industriële Ingenieurswetenschappen

Related documents

Add this document to collection(s)

Add this document to saved

Suggest us how to improve StudyLib